基于DSP的微型机器人运动控制系统的研究.

基于DSP 的微型机器人运动控制系统的研究 第1章 绪论

1.1课题研究的背景和意义

移动机器人是机器人学的一个重要分支，其研究工作开始于20世纪60年代末期。美国斯坦福研究院在1968年研发成功了世界上第一台智能机器人--Shakey ，从而拉开了研究应用人工智能技术的序幕，随着计算机的应用和传感技术的不断发展，移动机器人研究也在发生着日新月异的变化，主要涉及到自动控制、机械工程、电子技术、计算机技术等学科。20世纪90年代以来，移动机器人的研究主要以研制高水平的环境信息传感器和信息处理技术，高适应性的移动机器人控制技术，真是环境下的规划技术为标志，开展了移动机器人更高层次的研究，并不断取得新的研究成果。近几年机器人已成为高技术领域内颇具代表性的战略目标。由于它的出现和发展，以及其在工业、农业、医学和人类生活等领域的应用，使传统的工业生产面貌发生了根本性的变化，对人类社会产生了极深远的影响。

移动机器人要实现高速、高精度的位置控制和轨迹跟踪，必须依赖先进的控制策略和可靠、优良的运动控制系统。同时，先进的控制策略、复杂的算法必须在高性能的处理器中运行才能实现系统的实时控制。因此，本论文研究的以高性能DSP 处理器为核心的运动控制系统目的在于为移动机器人提供一个可靠、稳定的实验平台，并对移动机器人的运动速度控制方法进行研究，使系统可以满足实时、高速、高精度控制的要求。

1.2机器人运动控制系统的研究现状

机器人运动控制系统主要包括机器人的硬件和软件结构，通常也简称为机器 人体系结构。随着对机器人控制和功能的要求不断提高，研究机器人运动控制系统越来越受到重视，其目的主要是为了简化机器人系统的设计和开发。下面就对机器人运动控制系统的硬件和软件结构的研究现状进行分析。

1.2.1 控制器的发展

机器人控制器是机器人运动控制系统的心脏，是机器人控制系统的执行机构，对系统平稳运行起着重要作用。早期的运动控制器一般采用运算放大器等分立元件，以模拟电路的硬接线方式构成，随着计算机和微控制器的出现，运动控制器发生了质的飞跃——由硬件电路发展到软件控制，运动控制系统也随之进入了全数字化控制的新阶段。如今的运动控制器多采用如下方式之一构成：

（1）基于微处理器型。采用单片机等微处理器为核心部件，加上存储器、编码器信号处理电路及D/A转换电路等。其控制算法由事先编好的程序固化在存储器中。此方案采用的元件较多，可靠性低，体积较大，且控制参数不易更改，硬件、软件设计工作量较大。

（2）基于微控制器设计的专用集成电路（ASIC ）。该方案用一个芯片即可完成速度曲线规划、PID 伺服控制算法、编码器信号的处理等多项功能。一些需要用户经常更改的参数如电机位置、速度、加速度、PID 参数等均在芯片内部的RAM 区内，可由计算机用指令很方便地进行修改。但此方案成本比较高，由于受到运算速度的，复杂的控制算法和功能仍难以实现。

（3）基于FPGA/CPLD型。采用可编程逻辑器件为核心的运动控制系统。人们通过软件编程实现运动控制算法，再将这些算法下载到相应的可编程逻辑器件中，从而实现运动控制系统。这种系统之需要单片FPGA/CPLA就可以实现主要功能，减少了元件个数，缩小了系统体积。并且可以对相关器件中的软件进行修改，升级系统。然而，越复杂的控制算法对可编程逻辑器件的集成度要求越高，芯片价格越昂贵。因此考虑到系统成本，一般使用可编程逻辑器件实现较为简单的运动控制系统。

（4）基于DSP 型。DSP 芯片不同于原来的微处理器, 它采用改进的哈佛结构，具有的程序和数据空间，允许同时存取程序和数据，内置高速的硬件乘法器，增强的多级流水线，使DSP 器件具有高速的数据运算能力、高的控制精度和集

成度。同时DSP 芯片资源非常丰富，可大大简化外围电路设计。采用高性能DSP 伺服控制不仅充分体现了其信号处理能力强、实时性高等特点，而且更适合于移动机器人的小型化、强功能的要求。

近年来，随着芯片技术的高速发展，以DSP 或FPGA 作为核心处理器的运动控制器已成为发展趋势。这类控制器充分利用了DSP 的高速数据处理功能力、FPGA 的超强逻辑处理能力，使得控制器具有高速信号处理能力和高效的通讯能力，并具有高集成度及高可靠性。在工业市场需求的推动下，大部分DSP 运动控制器都是应用于数控机床或工业机器人，即主要应用于控制步进电机，而应用于控制三相电机的DSP 控制器普及程度还不够广。但随着对三相电机控制技术需求的不断增加，这方面的研究己经取得很大的突破，譬如，用于控制三相电机的DSP 控制器具有两个闭环控制甚至三个闭环控制(电流环、速度环及位置环控制 ，真正实现了全数字伺服运动控制系统。它们能够实现对直流有刷伺服电机、直流无刷伺服电机及交流伺服电机的控制。

1.2.2电机控制方法的发展

运动控制系统的软件主要完成对电机的控制，从而实现对移动机器人运动控制。在运动控制系统中，对电机的控制可分为两类：

（1） 简单控制，是指对电机的启动、停止和正反转进行控制。

（2） 复杂控制，在简单控制的基础上，还要求对电机的转速、转角、转矩、电

压、电流和功率等进行控制，并且控制精度要求比较高。

在过去，对电机的控制中，简单控制应用的比较多，但随着电子技术和自动化水平的提高，移动机器人的研究发生着日新月异的变化，应用领域的不断扩大，功能要求不断提高，仅仅的简单控制已经满足不了移动机器人功能的需要，因此，复杂控制逐渐成为主要的控制方式。在复杂控制的一系列功能中，控制电机转速是整个控制软件中最核心的问题。

控制电机转速的方法有三种，经典控制方法、现代控制方法和智能控制方法。 经典控制理论是过去常用的控制理论，这种控制理论只能解决线性定常系统的控制问题。大多数的工业生产过程属于线性定常系统，一般都采用经典控制法来控制，且控制效果较为显著。经典控制方法最典型的就是PID 控制方法，它

是控制理论中技术成熟，在长期的工程实践中形成的一种控制方法。 现代控制理论是建立在状态空间法基础上的一种控制理论，比经典控制理论所能处理的控制问题广泛的多，主要研究MIMO ，时变参数结构，非线性、高精度、高性能控制系统的分析与设计的领域。它采用的方法和算法也更适合于在数字计算机上进行。不仅在航空航天技术、军事技术、通信系统、生产过程等方面得到广泛的应用，而且它的某些概念和方法，还被应用于人口控制、交通管理、生态系统、经济系统等的研究中。

经典控制和现代控制统称为传统控制，都需要建立在被控对象精确的数学模型的基础上才能实现控制，然而，对于未知动态变化的系统要建立精确的数学模型是比较困难的，没有数学模型，传统控制对系统就为力了。随着人们对控制理论的深入研究，一种新型的控制方法诞生了——智能控制方法。

智能控制是控制理论发展的高级阶段，它主要用来解决那些用传统方法难以解决的复杂系统的控制问题。尤其对于被控对象模型包含有不确定性、时变、非线性、时滞、耦合等难以控制的因素，采用其它控制理论难以设计出合适与符合要求的系统时，都有可能期望应用智能化理论获得满意的解决。智能控制包括模糊逻辑控制、神经网络控制、自适应控制、专家系统、遗传算法等具有自学习、自适应、自组织功能的控制。智能控制的研究领域，包括智能机器人规划与控制、生产过程的智能监控、自动加工系统的智能控制、智能故障检测与诊断、飞行器的智能控制和医疗过程智能控制等，由于它的出现和发展，不仅使自动化系统品质大大提高，而且促进了自动化工具的研究、开发与生产。

近年来，人们开始关注一种新型控制——智能PID 控制，它是由智能控制与传统的PID 控制相结合形成的，具有不依赖系统精确数学模型的特点，对系统参

数的变化具有较好的鲁棒性。这种复合型控制既发挥了智能控制灵活而适应性强的优点，又具有传统PID 控制精度高和易于实现的特点。本电机控制系统是一个多变量，强耦合的非线性系统，因此采用模糊PID 控制方法进行控制，使电机平稳、可靠的运行。

1.3 论文主要研究内容

本课题设计并实现了一个基于DSP 的移动机器人运动控制系统，并对运动 控制系统的硬件结构、控制软件及控制策略做了深入研究，目的在于开发一种可靠、开放的运动控制系统。本系统采用TI 公司DSP 芯片TMS320F2812作为处理器，利用无刷直流电机作为驱动装置，DSP 控制器从上位机接收指令，根据算法控制电机转动，完成机器人的不同运动。论文的具体内容包括以下几个方面：

第一章主要介绍了本课题的研究背景和意义，分析了运动控制系统概况以及本文所做的主要工作。

第二章主要对移动机器人运动控制系统进行一个简要的概述，首先介绍了移动机器人控制系统的总体组成和行驶机构，同时对电机及DSP 芯片进行选型，详细介绍了电机的结构、工作原理及控制技术。

第三章主要内容是运动控制系统的硬件电路设计。建立了基于TMS320F2812的无刷直流电机控制系统，并详细介绍了DSP 外围电路、驱动电路、保护电路以及速度、电流信号检测等各组成模块的设计。

第四章讨论了无刷直流电机的速度控制器的设计。首先分别对传统PID 控制和模糊控制的原理进行介绍，然后结合模糊控制和PID 控制方法各自的优势，设计了一种参数自整定模糊PID 控制器，应用到本文所设计的控制系统中，最后通过Matlab 的Simulink 对其进行仿真，并对结果进行对比，验证控制策略的可行性。

第五章是运动控制系统的软件设计。首先介绍了软件控制的总体结构，然后分别介绍了各模块程序流程，包括PWM 脉冲输出、串行通信、AD 转换及FLASH 引导程序等。

第六章在完成硬件和软件设计的基础上，对系统进行了硬件和软件调试，给出了调试结果，完成系统的初步实验。

最后，对整个论文做了概述性的总结，并对今后研究方形与内容做出展望。 第2章

2.1运动控制系统的组成

本课题的最终目标是设计集成度高、运算速度快、性能可靠的轮式机器人。其中首要任务是设计能够驱动机器人车轮电机运转的运动控制器，对机器人本体进行精确控制，并且能够实现复杂的控制算法及其他功能，如与上位机的通信、产生PWM 脉冲信号等，这就需要运动控制器具有较高的运算处理能力、较高的实时性和可靠性、良好的抗干扰性，同时，控制系统还要满足总重量轻、集成度高、体积小、功耗小的特点。

根据上面的技术指标要求，本机器人运动控制系统采用分布式结构，大体可分为以下几种功能模块：上位计算机模块、运动控制器模块及电机模块。上位机主要负责机器人的整体控制，例如上位机与运动控制器之间的通信，发布控制指令；运动控制器时机器人的执行机构，主要实现电机的正常运转，并负责对电机转速的控制；电机则是为机器人提供动力，实现机器人的运动。运动控制系统的具体框图参见图2.1。

图2.1 运动控制系统的总体框图 2.2运动控制系统的行驶机构

移动机器人为了适应野外常见的突变地形、满足各种复杂环境特点的需要，应该具有较强的地形适应性、良好的爬坡和越障能力，这不仅需要运动控制系统具备较强的驱动能力，而且还需要有一个稳定、可靠的行驶机构。常用的行驶机构有履带式、腿式、轮式和复合式。履带式结构具有良好的稳定性能、越长性能和较长的寿命，越野性能好，能够越过阶梯、壕沟等障碍，但是，沉重的履带和繁多的驱动轮使机器人整体笨重，需要消耗很大的能量。腿式结构的特点是灵活性好，具有良好的越野能力和适应能力，但是其效率比较低。轮式结构具有效率高，运动速度快，并且机器人在行进过程中能够根据地形的变化调整姿态。复合式结构就是将前面几种结合而得出的新的结构，如轮/腿式、轮/履式、履腿式等具有很强的环境适应能力，既可充分发挥其中的某一种驱动机构的优势，又可以利用多种机构之间的协制完成各种不同的任务。

参考以上行驶机构的研究状况和各自的优缺点，结合本文设计的移动机器人需要遵循总重量轻、集成度高、体积小、功耗小的原则，因此该行使机构采用轮式结构。目前出现的轮式机器人主要有单轮，三轮，四轮，五轮，六轮和八轮这几种。近年来由于应用领域的扩大和对智能机器人研究的加快，国内外对于轮式机器人的移动载体的研究也越来越多。按照机器人运动约束方程可以将其分为两类：完整性

约束和非完整性约束的移动机器人。所谓的完整性约束是指，移动机器人只能在与轮子轴垂直的方向前进或后退，在不打滑的情况下不具有侧向移动的能力。这种非完整性约束在现实世界中是随处可见的，自行车、汽车、火车的车轮都属于非完整约束的轮子。然而完整性约束的轮子，不仅可以沿着与轮子轴垂直的方向前进或后退，而且还可以在保持机体姿态不变的前提下沿任意方向移动，即全方位移动。由于本文研究重点在于机器人电机的控制，对行走方式不做严格要求，因此，选用非完整性约束轮子就可满足设计要求，即四轮非完整性约束的行驶结构，如下图所示。

图2.2 机器人车体结构

移动机器人车体为长方形，长度为270mm ，宽度为180mm ，前轮与后轮轮距为200mm ，左右轮距为150mm ，车轮直径为50mm ，后轮为驱动轮，安装一个电机和一个减速器，前轮为转向轮。

2.3机器人运动控制器

机器人运动控制器是移动机器人的关键部分，它的性能好坏直接影响着机器人的响应速度和移动性能。本机器人运动控制器是以控制芯片DSP 为核心，加上一些外围电路实现的。控制芯片的性能对控制器的性能起着决定性的作用，使用DSP 芯片设计成的运动控制器，在很大程度上缩小了系统的体积，减少了外部元器件的个数，增加了系统的可靠性；并且运动控制系统所实现的各种功能都通过软件编程来实现，使系统升级容易，易于扩展。因此，基于DSP 的运动控制器具有速度快、精度高、体积小、可靠性好等优点，非常适合应用于移动机器人的运动控制。

2.3.1控制器总体结构

本控制器的控制对象是车轮电机，为了满足无超调、抗扰动能力强、实时性和快速响应性好的要求，控制器采用转速环和电流环以实现电机的双闭环控制，系统的总体结构框图如图2.3所示。其中，外环是转速环，内环为电流环。转速反馈是通过检测霍尔传感器信息计算得出的电机运行中的实时转速，它可以保证

电机运行过程中稳定无误差；电流反馈是通过检测电机的相电流实现的，它能够起到抑制超调的作用，保证车轮电机在运行过程中电流不超过最大允许值。

图2.3 系统总体结构框图

为了获得良好的静、动态性能，本控制器在电机速度环控制方面，对传统的PID 控制进行了改进，采用了参数自整定模糊PID 控制作为转速调节器的控制算法，弥补了传统PID 控制的超调量大和无法实现非线性系统的精确控制的不足，这两种方式结合，控制性能明显优于传统的PID 控制器，不但能实现精确控制，而且具有较强的适应性，大大改善系统的控制性能。内环电流调机器采用PI 调节控制，其基本原理是：将转速调节器得到的参考电流与实际检测的电机反馈电流进行比较，它们的偏差值经过PI 调解后得到的控制量用于改变PWM 的占空比。

下面简单介绍一下整个速度控制系统基本过程，首先，通过霍尔位置传感器信息计算出电机运行中的实时转速，然后将实时电机转速和给定的参考转速经模糊PID 调节后，输出电流参考值。其次，将电流参考值与电机实际电流进行比较，得到的偏差值输入电流调节器进行电流PI 调节，调节后的控制量用于改变PWM 的占空比。最后，输出的PWM 占空比经过电压逆变后输入电机，实现电机的速度和电流的双闭环控制。

2.3.2 DSP芯片的选型及TMS320F2812介绍

在机器人运动控制系统中，控制器的主控芯片是其核心，它接受高层控制级 的指令，计算和输出控制信号，监控系统状态，对系统的稳定可靠性起着决定性的作用。因此，要想设计高性能的控制器，就必须选择合适的控制芯片。对于本课题研究的机器人平台而言，机器人系统的实时响应速度直接影响机器人精确运动控制的实现，这就要求控制器芯片不仅要有丰富的硬件资源，还要求有较高的信号处理能力和运算精度。

以往的大多数机器人控制器通常采用8位或16位的单片机作为主控芯片，这类芯片采用的是串行指令，处理速度较慢，对于复杂的控制算法则难以实现。随着电子工艺水平的提高和电机控制领域的需要，各种高性能、低功耗的高档控制器纷纷出现。常见的有Intel 公司的SXCI96MC/MD/MH,TI公司的TMS320C24x 、C28x 系列，Motorola 公司的M68HC08/16，AD 公司的ADMCxxx 系列。本控制系统中，我们选用DSP 芯片作为控制器的主控芯片。

在选择DSP 的时候，首先要考虑的是选用定点DSP 还是浮点DSP 。定点型DSP 可以实现整数、小数和特定的指数运算，它具有运算速度快、成本低、功耗小等特点；浮点DSP 芯片的运算精度要高于定点DSP 芯片的运算精度，但是功耗和价格也随之上升；另外，定点DSP 具有较多的外围电路接口，如主机端口、异步、同步接口等，更适合控制领域的应用。从实际需要出发，定点DSP 速度快、成本低及功耗小的优点决定了我们选择定点DSP 芯片。

由于TI 公司的TMS320F2812芯片是目前控制领域中最先进的处理器之一，并且是目前工业界首批32位的专门用于自动化控制领域的数字信号处理器，运行速度快、精度高、片内各种存储器及外设资源丰富，能够实时地处理许多复杂的控制算法，非常适合用于移动机器人的运动控制，因此我们选择TI 公司的

TMS320F2812作为移动机器人控制器的主控芯片。下面对TMS320F2812进行具体介绍。

TMS320F2812是美国TI 公司推出的基于TMS320C2xx 内核的定点数字信号处理器，是目前控制领域最先进、功能最强大的处理器之一。它拥有150MIPS 的处理速度，能够实时的处理许多复杂的控制算法，使控制更精确。同时，芯片上集成了多种先进的外设（如图2.4所示），为电动机及其他控制领域应用的实现提供了良好的平台。

图2.4 DSPTMS320F2812功能框图 下面阐述一下TMS320F2812的主要性能： ◆采用高性能静态CMOS （Static CMOS）技术 ● 主频达150MHz （时钟周期6.67ns ）

● 低功耗设计（核心电压1.8V ，I/O口电压3.3V ） ● Flash 编程电压为3.3V

◆支持JTAG 边界扫描接口（Boundary Scan） ◆高性能的32位处理器（TMS320C28x ） ● 16位×

16位和32位×32位乘法累加操作 ● 16位×

16位的双乘法累加器

● 哈佛总线结构（Harvard Bus Architecture） ● 快速的中断响应和处理能力 ● 统一的寻址模式

● 高效的代码转换功能（支持C/C++或汇编语言） ● 与TMS320F24x/F240x系列数字信号处理器代码兼容 ◆片上存储器 ● 128K×

16位的Flash 存储器 ● 1K×

16位的OTP 型只读存储器 ● L0和L1：两块4K× 16位的单周期访问RAM （SARAM ） ● H0：一块8K× 16位的单周期访问RAM （SARAM ） ● M0和M1：两块1K×

16位的单周期访问RAM （SARAM ） ◆引导只读存储器（Boot ROM）4K×16位

● 带有软件启动模式 ● 标准的数算表

◆外部存储器接口（仅F2812有） ● 最多1MB 的存储空间 ● 可编程等待周期

● 可编程读/写选择时序（Strobe Timing） ● 三个的片选信号 ◆时钟与系统控制

● 支持动态的改变锁相环的倍频系数 ● 片上振荡器 ● 看门狗定时模块 ◆三个外部中断

◆外部中断扩展模块（PIE ）支持45个外部中断 ◆128位保护密码（Security Key/Lock）

● 保护Flash/OTP/ROM和L0/L1 SARAM中的代码 ● 防止系统固件被盗取 ◆3个32位的CPU 定时器 ◆电机控制外围设备

● 两个事件管理器（EVA 、EVB ） ● 与C240兼容的器件 ◆串口通信外设 ● 串行外围接口（SPI ） ● 两个UART 接口模块（SCI ） ● 增强的eCAN2.0B 接口模块

● 多通道缓冲串口（McBSP ） ◆12位模数转换模块 ● 2×

8通道复用输入接口 ● 两个采样保持电路 ● 单/连续通道转换 ● 单路转换时间：60ns

◆ 高达56个可配置通用目的I/O引脚 2.4 机器人驱动系统 2.4.1驱动电机的选型.

机器人执行机构完成各种运动的动力源自于电机，其型号和性能决定了机器人的表现能力和主控系统的工作方式。目前移动机器人领域应用较多的是步进电机和直流电机，其中直流电机又包括有刷直流电机和无刷直流电机。

2.4.1.1 步进电机

步进电机控制简便，能够直接实现数字控制，其工作原理是将数字电脉冲信号转换为角位移或线位移，通俗一点讲：当步进驱动器接收到一个脉冲信号，它就驱动步进电机按设定的方向转动一个固定的角度（及步进角）。通过控制脉冲个数来控制角位移量，从而达到准确定位的目的；同时可以通过控制脉冲频率来控制电机转动的速度和加速度，从而达到调速的目的。在非超载的情况下，电机的转速、停止的位置只取决于脉冲信号的频率和脉冲数，而不受负载变化的影响，这一线性关系的存在，加上步进电机只有周

期性的误差而无累积误差等特点。使得在速度、位置等控制领域用步进电机来控制变的非常的简单。但它也有一些不足，如启动频率过高或负载过大时易出现丢步或堵转，停止时转速过高易出现过冲，且一般无过载能力。

2.4.1.2 有刷直流电机

我们常说的直流电机一般指有刷直流电机，其结构比步进电机复杂，由定子和转子两大部分组成。其转速和转矩容易控制、效率高，接通直流电即可工作，转速控制采用电压控制方式，两者成正比，转矩控制采用电流控制方式，两者也成正比。同时，直流电机还具有运行可靠性高、调速性能优良、响应速度快、过载能力强、启动转矩大、体积小、重量轻等优点。但是由于有换向器和电刷，导致电机可靠性变差，使用寿命短，噪声大，严重影响机器人实际应用。

2.4.1.3 无刷直流电机

无刷直流电机的原理与有刷直流电机相同，具有刷直流电机的良好调速性能，响应速度快，启动转矩大，运行平稳，体积小，重量轻等特点。同时，它还解决了有刷直流电机的使用寿命短，噪声大的问题，通过位置传感器检测磁钢位置后控制相电流的通断实现无接触式换向，避免了换向火花，且不产生无线电干扰，具有寿命长、运行可靠、维护简便、变速不受换向条件、高速运行、调速范围宽等优点，非常适合机器人的运动要求。如果采用PWM 控制，只需要通过软件改变PWM 波的占空比就可实现电机的调速，大大提高了机器人运动中的灵活性。

综合三种电机的优缺点，同时考虑到作为本控制器芯片的DSP 具有PWM 输出功能，本课题的驱动电机就选用自带减速器的无刷直流电机，这样只需要将电机的输出轴和驱动轮连接起来即可。

2.4.2驱动电机的结构及工作原理 2.4.2.1直流无刷电机的结构

直流无刷电机主要是由电动机本体、转子位置传感器和电子开关线路三部分组成，其具体组成框图如2.5所示。

图2.5无刷直流电机组成框图

无刷直流电机和传统的直流电机相比较，结构和控制方式有很多相同之处，也是由定子和转子两大部件组成。其不同之处在于，无刷直流电机用永磁材料制成的转子代替有刷直流电机中的定子磁极，用具有多相绕组的定子取代安装在直流电机转子上的电枢绕组，用逆变器和转子位置传感器组成的电子换向电路取代传统有刷直流电机中的电刷和换向器。它的定子绕组一般制成多相，两相，三相，四相，五相不等，但应用最多的还是三相和四相。各相绕组分别与外部的电力电子开关电路连接。转子由永磁钢按一定极对数（2p=2,4,…）组成，图2.6中的电动机本体为三相两极，三相定子绕组分别与外部的电力电子开关电路相连接，图中的A 相、B 相、C 相绕组分别与功率开关管Vl ，V2，V3相接。电子开关线路也称逆变器，主要由功率逻辑开关单元和位置传感器信号处理单元组成，用来控制电动机定子上各相绕组通电的顺序和时间。位置传感器是用来检测转子磁极相对于定子绕组的位置信号，为控制逻辑开关单元的各相绕组的导通顺序和导通时间服务。控制器通过实时检测转子位置传感器的信号来控制半导体开关，从而实现无刷直流电机的正常运转，这种技术称为无刷直流电机的换相控制。

图2.6无刷直流电机的结构原理图 2.4.2.2 无刷直流电机的基本工作原理

无刷直流电机实在有刷直流电机的基础上发展起来的，就它们内部发生的电磁过程来说，本质上无多大差别。一般的直流电机上的定子磁极是由永久磁钢组成，主要作用是在电动机气隙中产生磁场，其转子上的电枢绕组通电后产生反应磁场，由于电刷的换向作用，使得这两个磁场的方向在直流电动机运行的过程中始终保持相互垂直，从而驱动电动机不停地运转，这就是一般直流电机的工作原理。但是无刷直流电机没有电刷换向器，仅仅用一般直流电源给定子各绕组供电，只能产生固定磁场，它不能与运动中转子磁钢所产生的永磁磁场相互作用，以至于产生不了驱动转子转动的单一方向转矩。为了实现无电刷换向，直流无刷电机除了由定子和转子组成电动机的本体以外，还要由位置传感器、控制器以及功率逻辑开关共同构成的换向装置。当定子绕组的某一相通电时，该电流与转子永久磁钢的磁极所产生的磁场相互作用而产生转矩，驱动转子旋转，再由位置传感器将转子磁钢位置变换成电信号，去控制电子开关线路，从而使定子各相绕组按一定次序导通，定子相电流随转子位置的变化而按一定的次序换相，以便使电动机产生持续不断的转矩，从而驱动电动机不停地运转。这就是无刷直流电机的无接触式换相过程，图2.7为无刷直流电机工作原理框图。

图2.7无刷直流电机工作原理框图

为了更清楚的说明无刷直流电机的工作原理，下面以三相全控式星形连接电路为例介绍其工作过程，如图2.8所示，三相全控运行方式具有转矩脉动小，绕组利用率高等优点，被广泛采用，本文选取的就是此工作方式机构。

C + -

图2.8三相全控式星形连接电路

如图2.8给出的三相全控式星形连接电路中，Q 1—Q 6为六个MOSFET 功率管，起绕组开关作用。三相全控运行方式按同时导通的绕组数不同，可以分为两相通电模式、三相通电模式和两相三相混合通电模式。为了便于说明问题，我们以常用的两相通电模式为例，具体介绍其工作过程。所谓两相通电模式即两相导通六状态控制，也就是每一个瞬间（换相瞬间除外）有两个功率管同时导通，其中一相的

两个功率开关管始终处在关断状态。并且每隔1/6周期(60o 电角度 换相一次，每次换相一个功率管，每个功率管一次导通120o 电角度。按照上述规律，各功率管导通顺序依次是Q 1Q 4、Q 1Q 6、Q 3Q 6、Q 3Q 2、Q 5Q 2、Q 5Q 4。在一个周期内，同一相持续导通1/3周期，然后有1/6周期截止，然后再导通1/3周期。

以A 相为例，在一个周期内，首先有1/3周期导通流过正电流，然后有1/6周期的截止，然后再导通流过1/3周期的负电流，然后再有1/6周期的截止，如此反复。

假设电机处于图2.9中a 位置时，功率管Q 1Q 4导通，绕组A A '正向导通，绕组B B '反向导通，C C '不通电，在电磁力的作用下，转子沿逆时针方向旋转。当转子磁极转过60o 到图b 时，如果转子继续转的话，就会使同磁极下的电枢绕组中有部分道题的电流方向不一致，它们相互抵消，从而使磁场减弱，为了避免出现这样的情况，此时必须换相，功率管Q 1Q 6导通，绕组B B '将关断，C C '反相导通，转子在电磁力的作用下，继续沿逆时针方向旋转。当转子磁极再转过60o 到图c 时，同上所述，也要换相，功率管Q 3Q 6导通，绕组A A '将关断，绕组

B B '正向导通，绕组C C '反向导通，转子仍在同一方向电磁力的作用下，继续沿

逆时针方向旋转。依此类推，转子按照一定的规律换向，保证转子所受磁力方向一致，从而实现无刷直流电机的通电旋转。

C

C ’

B B A A ’ a C C ’ B B A A ’ b C C ’ B B A c

图2.9 无刷直流电机转子位置与换相关系

Fig2.9 The relation between rator position and phase conversion

下面介绍一下，无刷直流电机换相规律。假设电机正转(逆时针 过程中，在0～60o 期间，功率开关管导通状态为AB ，此时功率开关管Ql ，Q4导通，在60o ～120o 期间，功率开关管导通状态为AC ，此时Q1，Q6导通，其余时间类似，依据此原理可得到相应的三相全控式星形连接电路各功率开关管的通电规律。如图2.10所示（“+”表示此相端点是电流流入，“－”表示此相端点是电流流出）。这样如此下去，转子每转过60o 角就换相一次，电动机就这样平稳的旋转下去。

正转 反转 三相电流 A B C + _ + + _ _ 开关管

1，4

1，63，63，25，25，43，61，61，4 5，45，23，2 图2.10

2.4.3无刷直流电机的数学模型

无刷直流电机绕组中产生的感应电动势与电机转速匝数成正比，电枢绕组串联公式为

n W a p E φ152= （2-1）

式中：E ——无刷直流电机电枢感应线电动势（V ）； p ——电机的极对数； a ——极弧系数；

W ——电枢绕组每相串联的匝数； φ——每极磁通（Wb ）； n ——转速（r ／min ）。

在反电动势E 和极对数p 已经确定的情况下，为使电机具有较大的调速范围，就须电枢绕组的匝数W 。因此，磁悬浮飞轮电机绕组电感和电阻都非常小，使得电机在运行过程中，相电流可能存在不连续状态。

假定电机定子三相完全对称，空间上互差120°电角度；三相绕组电阻、电感参数完全相同；转子永磁体产生的气隙磁场为方波，三相绕组反电动势为梯形波；忽略定子绕组电枢反应的影响；电机气隙磁导均匀，磁路不饱和，不计涡流损耗；电枢绕组间互感忽略。公式中，V a 、V b 、V c 和V n 分别为三相端电压和中点

电压（V ），R 和L 为三相电枢绕组电阻（Ω）和电感（H ），E a 、E b 和E c 为三

相反电动势（V ），i a 、i b 和i c 为三相绕组电流（A ）。可将无刷直流电机每相绕组等效为电阻、电感和反电动势串联。无刷直流电机绕组采用三相星形结构，数学模型方程如式(2-2所示：

n

c c c c n b b b b n a a a a V E dt di L

Ri V E dt di L Ri V E dt di L Ri +++=+++=+++=V V V （2-2） 在电机运行过程中，电磁转矩的表达式为 ω/ (c c b b a a e i E i E i E T ++= （2-3）

式中：ω——转子角速度（rad/s）。 电机的机械运动方程为 dt d J

f T T L e ωω=-- （2-4）

式中：T e ——电磁转矩（Nm ）；

T L ——负载转矩（Nm ）； J ——转子的转动惯量（kg·m 2）； f ——阻尼系数（N·m·s ）。

电机设计反电动势为梯形波，其平顶宽度为120°电角度，梯形波的幅值与电机的转速成正比。其中，反电动势系数k e 由以下公式计算

φW a p k e 152= （2-5）

电机转子每运行60°电角度进行一次换相，因此在每个电角度周期中，三相绕组反电动势有6个状态。

电机运行过程中瞬态功耗的公式为 dt d J P ΩΩ = （2-6）

式中：Ω——电机角速度； P ——功耗。 2.4.4电机的控制技术

对于三相星形接法的无刷直流电机通常采用两相通电模式，也就是说，每次只有两相绕组通电导通，第三相不导通。这时，导通的两相电流大小相等，但方向相反，不导通相的电流等于0，而且导通的两相反电势大小相等，方向也相反。假设A 、B 两相导通，C 相不导通，而且加在两相通电绕组上的电压为U dc ，其等效电路如下图所示。

P

N U O L B V sw s

图2.11 A、B 两相导通等效电路

功率逆变器两相导通的数学模型可以由以下电压方程描述： SW S L R sw s s s s s dc V E U U V E pI L I R 22222222U +++=+++= （2-7） 式中，

R U 为电枢绕组上的电阻压降，L U 为绕组电感压降，S E 为绕组反电势，SW V 为功率开关器件压降。

对于不同的电枢绕组形式和换相线路形式，电枢绕组反电动势有不同的等效表达式，但不论哪一种绕组和线路结构，均可表示为

n K e s =E （ 2.8）

式中n 是电机转速（r/min）；K e 是反电动势系数（V/r/min）。由式（2-7）和式（2-8）可知：

e SW L R dc e

s K V U U U K E 2222n ---= = （2-9）

由式（2-9）可知，无刷直流电机的转速调节可以通过改变电枢两端的电压来实现，并且二者的大小成正比关系，当U 较大时，电机转速n 也较大，当U 较小时，电机转速n 就较小。传统的调压调速方法，其效率比较低。随着电力电子技术的进步，产生了新的电压控制方法，如脉宽调制方法(PWM。PWM 控制技术是利用半导体开关器件的导通和关断，把直流电压变为一定规律的电压脉冲序列，并通过控制电压脉冲的宽度或周期以实现变压之目的，或者控制电压脉冲

宽度和脉冲序列的周期以达到变压变频目的的一种控制技术。下面主要对直流电机PWM 控制技术进行分析。

图2.12是利用开关管对电机进行PWM 调速控制的原理图和输入输出电压的波形图。当开关管Q1的栅极输入电压Ui 是高电平时，开关管导通，直流电动机电枢绕组两端电压为Us ；经过t1时间后，栅极输入的电压变为低电平，此时开关管截止，电机电枢两端电压为0。再过t2时间后，栅极输入电压重新变为高电平，开关管又导通。这样，利用开关管的导通和截止，就可以把直流电压变成电压脉冲序列，对应着栅极输入电平的高低，电机电枢绕组两端电压波形如图2.12（b ）所示。

D2

(a PWM调速原理 (b PWM输入输出波形

图2.12 PWM调速控制原理图输入输出电压的波形图 电机的电枢绕组两端的电压平均值为a U s s s a aU U T t t t U t U ==++= 12 110 （2-10）

式中：a 为占空比，T t 1a = 。

a 表示了在一个周期里，开关管导通的时间与工作周期的比值，其变化范围是01a ≤≤。T 为开关管通断的工作周期。由式2-10可知，在电源电压U s 不变的情况下，电枢绕组两端的电压平均值取决于占空比a 的大小，改变a 的值就可以改变端电压的平均值，从而达到调速的目的，这就是电机的PWM 调速原理。[34]

由于占空比2

111t a t t T t += =

，要改变a 的大小，只需改变开关管导通时间t 1

和截止的时间t 2即可，有三种方法可以实现：（1）保持t 1不变，只改变t 2，此时周期T 也随之发生变化，因而叫做定宽调频法。（2）保持t 2不变，只改变t 1，此时周期T 也随之发生变化，叫做调宽调频法。（3）保持周期T 不变，改变t 1，此时t 2也随之发生变化，叫做定频调宽法。

由于前两种方法都是通过改变脉冲周期来改变占空比的，当脉冲的频率与系统某个特殊频率接近时，就会导致系统震荡和出现音频啸叫声，因此，这两种方法使用的比较少。所以，在本控制器的电机控制系统中，采用第3种方法——定频调宽法。

在功率逆变器为全桥电路结构的三相无刷直流电机的调速系统中，PWM 信号实现调压调速的方式有两种：单极性PWM 控制和双极性PWM 控制。单极性调制方式的特点是在一个开关周期内两只功率管以较高的开关频率互补开关，保证可以得到理想的正弦输出电压；另外两只功率管以较低的输出电压基波频率工作，从而在很大程度上减小了开关损耗。但又不是固定其中一个桥臂始终为低频(输出基频 ，另一个桥臂始终为高频（载波频率），而是每半个输出电压周期切换工作，即同一个桥臂在前半个周期工作在低频，而在后半周期则工作在高频，这样可以使两个桥臂的功率管工作状态均衡，对于选用同样的功率管时，使其使用寿命均衡，增加系统的可靠性。双极性调制方式的特点是4个功率管都工作在较高频率(载波频率 ，虽然能得到正弦输出电压波形，但其代价是产生了较大的开关损耗。因此，为了减少电机电流波动以及减少控制器的功耗，本电机控制器采用单极性的PWM 控制技术。

2.5本章小结

本章首先介绍了机器人运动控制系统总体设计方案。然后详细叙述了机器人运动控制器的组成，包括系统控制芯片类型选择及TMS320F2812的介绍，机器人电机的选择，电机的结构及工作原理，电机的控制技术。

第三章

本章设计了机器人运动控制器的硬件电路，并对各个部分进行详细的分析和说明。硬件电路可以分为两大部分：主控电路模块和功率驱动电路模块。主控电路模块相当于以DSP 为核心的DSP 最小系统控制板，主要包括F2812芯片、电源模块、外部存储器扩展电路、串行通信接口电路等。功率驱动模块主要包括逆变器主电路、光耦隔离电路、检测电路及各种保护电路。下面对各功能模块做详细的说明。

3.1 DSP芯片TMS320F2812外围电路设计 3.1.1电源电路设计

运动控制系统能够正常、可靠的工作，离不开一个稳定的电源系统。本系统电源通过外部的两个+24V直流蓄电池供电，分别用作控制电源和功率驱动电源。这样做是为了保证系统有良好的电磁兼容性，防止串扰，所以将控制部分和功率驱动部分分开单独供电。由于DSP 以及其他电子芯片正常工作电压的不同，所以需要将蓄电池分压出各种型号的电压接头。

功率驱动部分用于桥式可逆PWM 变换电路的+24V电源由外部电源直接提供，驱动芯片所需要的+15V和+5V电源则由LM2576系列稳压器提供。其具体电路如图3.1所示。

图3.1 电源转换电路

控制部分由于F2812芯片内核电压为1.8V ，I/O端口采用3.3V 供电，所以就需要采用电压转换电路将电压转换为此两种电压值。本论文采用双路输出低压差电压调整器TPS767D301。电路图如图3.2 。

图3.2 电源转换电路 3.1.2复位和时钟电路 3.1.2.1 复位电路

在控制系统上电后，要使系统正常工作，首先要对DSP 的寄存器和输入输出端口进行复位操作。本系统同时设计了上电复位和人工复位电路，如图3.3所示。电源上电瞬间，XRS 管脚为低电平，可以使芯片复位。在系统运行过程

中，如果出现异常状况，可以人工手动进行复位。具体电路图如下所示。

图3.3 复位电路

3.1.2.2时钟电路

DSP 芯片的时钟有两种操作模式：一种是内部振荡器，利用DSP 芯片内部所提供的晶振电路，在DSP 芯片X1/XCLKIN和X2两个引脚之间连接一晶体来启动内部的振荡器；另一种模式是外部时钟源，将外部的时钟信号直接接到

X1/XCLKIN引脚上，X2悬空。在本方案中采取第一种方法，采用30MHZ 外部有源晶振给其提供时钟输入，F2812芯片具有锁相环（PLL ）模块，该模块能够实现0.5~10倍的倍频，所以采用30MHZ 的外接晶振，经过PLL 进行5倍频后提供给DSP 内核，即可满足F2812的150MHZ 频率的要求。 具体连接方式如图3.4：

图3.4 时钟电路 3.1.3模数接口 3.1.3.1 A/D转换模块

TMS320F2812芯片内部16通道的12位ADC 模块，可以将外部的模拟信号转换成数字量，所以不需要再外接A/D转换器件，但值得注意的是模拟电压输入范围为0~3.3V，为了保护芯片，必须将输入的模拟信号电压控制在正常工作范围之内，因此，本系统设计了如下电路，在信号输入F2812之前将其钳位在3.3V 以下。

图3.5A/D转换钳制电路 3.1.3.1 D/A转换模块

TMS320F2812内部能够产生专门用于电机控制的PWM 波，所以针对电机控制系统也无需外接DA 转换器件。

3.1.4 JTAG接口电路

在整个系统设计完毕之后，需要对系统的软硬件进行调试与仿真，使其达到预期标准，这就要求运动控制系统上具有仿真器的标准接口，来实现DSP 仿真器与DSP 之间的数据交换，将应用软件下载到DSP 上，并完成程序的在线调试和仿真功能。DSP320F2812芯片的端口与JTAG 的接插头连接电路原理图如图

3.6所示。其中TDI 为测试数据输入口，命令和测试数据由此串行移入，TDO 为测试数据输出口, 测试数据由此串行移出，TMS 控制JTAG 内部TAP 控制状态机的运动，而TCK 提供移位的时钟，TRST 提供TAP 状态机的复位信号，JTAG 电路外部接口一般利用微机的并行口, 根据测试时序产生测试信号，内部则由TAP 控制器控制内部工作时序，指令寄存器存储和译码指令，BST(边界扫描电路 对被监测的I/O口进行测试。

图3.6 JTAG接口电路 3.1.5外部扩展存储器 3.1.5.1 RAM存储器扩展

DSP 系统的存储空间分为内部存储空间和外部存储空间两种。虽然内部存储器具有存储效率高的优点，但是在进行系统开发调试时，一般都要配备一片SRAM 芯片作为片外程序RAM 。因为调试过程中如果每次都使用专用的Flash 烧写插件将程序存入闪存，不仅操作麻烦，而且还会损坏闪存的寿命，所以本系统外扩了数据存储器，将PC 机调试完程序后生成的目标代码通过DSP 仿真器的JTAG 接口直接下载到高速RAM 中进行调试，避免了对Flash 的频繁烧写，同时简化了程序的调试步骤。

本系统选用的外扩存储芯片是256K 16位的高速SRAM 芯片

CY7C1041CV33，本存储器芯片是可读写存储器，在对DSP 开发调试时，方便对程序的修改。芯片CY7C1041CV33采用CMOS 工艺制造，单3.3V 电源供电，最短存取时间仅为10ns ，不需要插入等待周期就可以与F2812很好的同步工作。图3.7即为DSP 芯片TMS320F2812与芯片CY7C1041CV33的连接示意图，TMS320F2812的数据总线（XD0~XD15）和地址总线（XA0~XA17）分别与芯片CY7C1041CV33的数据总线和地址总线相连，DSP 的访问外部程序地址空间的片选引脚X Z C S 6AN D 7与CY7C1041CV33的片选引脚CE 相连，由于

CY7C1041CV33存取时间仅为10ns ，两芯片之间不需要插入等待状态，因此DSP

的XRD 信号可直接与CY7C1041CV33的输出使能OE 相连，此外还要将两个芯片的写使能信号连接起来。

图3.7 RAM存储器扩展 3.1.5.2 Flash存储器扩展

DSP 芯片TMS320F2812本身地址空间仅有4M ，为了能够存储更多的数据，采用外扩Flash 存储器来扩展存储空间。

本文采用存储器芯片是Atmel 公司生产的AT45DB081，利用串行外设接口（SPI ）扩展存储器容量的方法，来实现DSP 芯片存储容量的外扩。AT45DB081的工作电压较低，只需2.7~3.6V， 功耗比较小。只需要芯片的工作电压就可以完成对Flash 的读写操作。芯片各引脚功能如表3.1，Flash 存储器扩展原理图如图3.8。

表3.1 AT45DB081芯片各引脚功能

图3.8 Flash 存储器扩展 3.1.6串行通信接口

在本控制系统中，采用DSP 的串行通信接口作为PC 机与机器人之间传输数据的通道。TMS320F2812芯片内部的串口通信接口SCI 属于异步串行接口，支持标准的UART 异步通信模式，它的接收器和发送器是相互、双缓冲的，都有自己单独的使能和中断标志位，都可以实现半双工或全双工通信。本系统要实现上位机与机器人的双向通信为：上位机发送控制信息到F2812的SCI 模块，同时接收SCI 模块中的速度数据；F2812通过SCI 接收控制信息，驱动放大电路控制电机的运动，同时将采集到的机器人当前速度信息发送至上位机。

PC 机上都带有RS-232接口，所以只需将DSP 的SCI 与RS232接通就可实现两者之间的通信。RS-232的标准电平采用负逻辑，而F2812的SCITXD 和

SCIRXD 引脚上是TTL 电平，与RS-232所规定的逻辑电平不同。因此，在DSP 的SCI 口和RS-232标准接口之间，必须设计一个用于TTL 和RS-232进行电平和逻辑关系转换的硬件电路。在发送端将TTL 电平转换为RS-232电平，在接收端将RS-232电平转换为TTL 电平。

图3.9是TMS320F2812串行通信接口电路，该电路采用符合RS-232标准的驱动芯片SP3223EEA 实现电平的转换。SP3223EEA 芯片工作电压为+3.0~+5.5V，功耗低、集成度高，电路图中采用+3.3V为其供电，因此可直接与F2812相连，无需加电平匹配电路，整个电路简单、可靠。

图3.9 TMS320F2812串行通信接口电路 3.2车轮电机驱动电路设计

由于DSP 输出的PWM 控制信号不足以直接驱动功率管的通断，因此，要在DSP 控制信号与功率电路之间加上驱动电路。驱动电路设计的好坏直接影响移动机器人的运动性能。采用性能良好的驱动电路，可使功率开关管工作在理想的开关

状态，不仅可以缩短开关时间、降低开关损耗，而且对系统的运行效率、可靠性和安全性有重要的意义。

3.2.1驱动方案的设计及器件选择...

驱动电路的设计方案主要有两种：一种是利用分立器件搭建，主要由电压驱动芯片和功率管构成的驱动点路；另外一种是采用专用的智能功率模块（IPM ）, 一般使用IGBT 作为功率开关元件，内部集成了逻辑、控制、检测和保护电路，使用起来方便，不仅减少了系统的体积，缩短了开发时间，也增强了系统的可靠性。但需要注意的是，此模块要求电机三相的驱动电源必须由3个相互隔离的电源供电。由于本机器人是由蓄电池供电，如果采用IPM 设计驱动电路，势必会加大功耗，导致电源负担增大，同时由于IPM 价格比较高，所以本文采用的是驱动芯片加功率管逆变的驱动方式。

3.2.1.1 驱动芯片

在本系统中，驱动电路为三相全控式电路，需要六个功率开关器件，因此就需要六个驱动器来分别控制其导通或关断，而每个驱动器又需要一路的电源，这给系统设计带来了不便，使系统变得庞大。为了解决这一问题，本系统采用IR 公司专门为三相桥式驱动设计的IR2132芯片，IR2132芯片是专用驱动集成电路，能输出六路驱动信号，并且是单电源工作，六路驱动仅用一个10V ～20V 直流电压电源，克服了以往控制器需要多路隔离电源的缺点，从而简化了系统设计，电路简单可靠。功率开关器件我们选用的是场效应管IRF0。下面对驱动芯片IR2132和场效应管IRF0的基本特性进行简单介绍。

IR2132是一种高电压、高速度的功率MOS 和IGBT 驱动器，分别有三个的高端和低端输出通道，特点如下：

（1）集成度高，六路驱动，所需外围元件少。

（2）逻辑输入与CMOS 或TTL 输出兼容，最小可以达到2.5V 逻辑电压

（3）偏置电压最大600V ，可输出的最大正向峰值驱动电流为200mA ，而反 向峰值驱动电流为420mA 。 （4）死区时间0.8us(典型值 （5）开关时间675ns&425ns(典型值

（6）内部设计有过流、欠电压及逻辑错误保护装置 以及封锁指示功能。 （7）工作电源范围较宽10V~20V。 图3.10为芯片IR2132的典型驱动电路

V CC HIN1.2.3 LIN1.2.3 FAULT CAO GND

TO LOAD 图3.10芯片IR2132的典型驱动电路

IR2132主要引脚及功能说明：

HIN1~HIN3、LIN1~LIN3为驱动电路的高压侧和低压侧功率管驱动信号的输入端，信号为低电平有效。

HO1~HO3、LO1~LO3为驱动电路的高压侧和低压侧功率管驱动信号的输出端VB1~vB3是悬浮电源连接端，通过自举电容为高压侧功率管的驱动器提供内部悬浮电源，VS1~VS3是其对应的悬浮电源地端。

CA-、CAO 、VS0 :内部放大器的反相端、输出端和同相端，可用来完成电流信号检测; 。

ITRIP 为过流信号检测输入端，连接内部电流比较器，可通过输入电流信号来完成过流或直通保护

FAULT 为过流、过压、欠压保护输出端。该引脚为漏极开路，需要在外部上拉，为低电平有效。

VCC 、VSS:芯片供电电源连接端。VCC 接正电源，VSS 接电源地. 3.2.1.2 功率开关器件

在本控制系统中是用功率MOSFET 作为功率开关器件。功率开关器件的选取非常关键，如果选择的功率管容量、耐压过大，则将大幅增加控制系统的成本；如果功率管的耐压及电流容量偏小，则在工作过程中经常无端出现管子烧毁的现象。系统所要控制的无刷直流电机的额定工作电压为24V ，额定工作电流为3A ，从耐压、通流能力、开关频率等性能要求和价格等各方面的因素综合考虑，最终选定IRF0型号MOSFET 作为功率开关器件。IRFO 的主要参数如下：

(1漏极击穿电压（DSS V ）200V （2）漏极电流(D I 18A （T=25℃）

(3最大漏极电流(DM I 72A (4漏极源极间通态电阻(DS R 0.180 (5最大功耗（P ）125w

(6开通延迟时间( (d on T 13ns 、关断延迟时间( (d off T 21ns

不论耐压和通流能力，还是其开关频率，芯片IRF0均可以满足设计方案 的需求。同时IRF0内部集成了反向并联的快速恢复二极管，所以构成的逆变桥电路中不需要再另外添加二极管了。由于功率开关管散热效果不够理想，在系统运行过程中，会导致功率开关管温度过高，容易损坏开关管，所以在使用时需要外加散热片，如附录实验实物图所示。

3.2.2驱动电路设计及工作原理

整个驱动电路的基本流程为：DSP 芯片TMS320F2812事件管理器EV A 或EVB 中输出的六路PWM 经过光耦隔离以后接到驱动芯片IR2132的HIN1~HIN3、LIN1~LIN3六路输入端，IR2132将PWM 信号电压放大，最后输入到逆变桥驱动电机工作。以IR2132芯片为主构成的驱动电路原理图如图3.11所示。

图3.11 电机驱动电路图

IR2132S 芯片的工作电压取+15V的直流电压，其电源引脚Vcc 接+15V电源; 上桥臂三只功率管的漏极接+24V的直流电压，而源极则分别与下桥臂三只功率管的漏极相连接；下桥臂三只功率管的源极与电源地之间连接一个0.1欧的采样电阻，该电阻用于对电机电流进行采样。Vcc 与三路高端浮动供电引脚vbl~Vb3之间分别接入三个快恢复二极管Dl8、D19、D20，高端浮动供电引脚Vbl~Vb3与高端浮动偏置电压引脚Vsl~Vs3之间分别接入三个自举电容C20、C21、C22。

DI8、D19、D20的作用是防止上桥臂导通时的直流电压母线电压到 IR2132的电源上而使器件损坏，因此D18、D19、D20应有足够的反向耐压，当然由于二极管D 与电容C 串联，为了满足主电路功率管开关频率的要求， DI8、D19、D20为快速恢复二极管。 C20、C21、C22是自举电容，为上桥臂功率管驱动的悬浮电源存储能量，自举电容的容量取决于被驱动的功率器件的开关频率，当被驱动的开关频率大于5KHz 时，该电容值应不小于0.1uf ，通过多组实验比较，最后发现选取

容值为10uf 的电容效果最好，能够实现自举且驱动电路性能稳定。电流检测元件R35和R36组成过流检测电路，其中R35是作为分压用的可调电阻，R36是电流采样电阻，测量的是桥式变换电路低压侧母线的电流，其采样的电流信号经R35分压后可作为ITRIP 的过流信号。R49~R为MOS 功率管门极驱动电阻，可以有效的防止MOS 功率管承受过高的t v d d /和由于MOS 功率管高速开

关而引起的漏源极震荡。

先简要叙述一下IR2132S 的自举驱动原理。当功率管Q2导通，Ql 关断时，IR2132S 的Vcc 经过快速恢复二极管Dl8和功率管Q2给电容C20充电，形成自举电路，由于在自觉电路中基本没有阻态且利用快恢复二极管反偏，所以C20上的自举速度非常快，充电电压VC20约等于VCC ，从而保证了当Q2关断，而要开通Ql 时，Ql 管的栅极能够依靠自举电容上足够的储能来驱动其开通，从而实现自举式驱动。

同时，驱动芯片IR2132本身具有一系列的保护措施，在系统运行中，由于电机的起动、过载和异常运行等，引起电路中过流、过压和欠压时，这些保护措施可以确保电路的安全，保障电机的正常工作。保护措施包括系统过流、过压、驱动芯片欠压和逻辑封锁，下面分别进行简单介绍。

3.3.2.1 过流保护

过流保护是为了防止在电机初始起动、过载、和异常运行时，由于电流过大而对功率管和电机产生损害而设计的。IR2132S 内部具有过流保护电路，将过流检测电路检测到的电压信号输入到IR2132S 的ITRIP 引脚，如果主回路中发生过流或直通，使得ITRIP 引脚的电压信号高于0.5V ，则IR2132S 内部的电流比较器迅速翻转，封锁栅极驱动信号，使其输出电平为低，被驱动的MOS 功率管全部截止，从而保护了功率管。同时，芯片IR2132S 上的FAULT 引脚变为低电平，

该信号所接的发光二极管点亮报警，由于FAULT 引脚与DSP 的PDINTA 相连接，

FAULT

引脚变为低电平时，PDINTA 引脚也变为低电平，从而中止DSP 的控制 程序，关断DSP 的PWM 输出通道，实现整个控制电路的保护作用。 3.3.2.2 过压保护

过压保护是为了防止经过逆变器后的电压过高，而损害电机本体。由于没办法检测到电机电枢绕组两端的电压，所以芯片IR2132S 通过检测线电压的办法来判断是否过压。将流入CA-引脚的电流在反馈电阻上产生的电压与设定或调整的VS0参考值相比较，如果检测到的电压超出了VS0的设定值，IR2132S 的内部电流保护电路起动，封锁PWM 信号的输出，达到保护电路电机本体和功率管的目的。

3.3.2.1 欠压保护

欠压保护是为了防止驱动芯片因为工作电源欠电压而无法工作。与过流保护相似，IR2132S 芯片内部的欠压保护电路使其输出驱动信号变为低电平，被驱动的MOS 功率管全部截止，从保护了功率管。同时从FAULT 端输出故障信号，二极管灯亮示警。 3.3.2.1逻辑封锁

当输入的脉冲信号发生错误时，如同一桥臂的上下功率开关管对应的输入信号都为高电平时，IR2132封锁该两路栅极驱动信号，防止直通现象发生。

3.3检测电路设计

在本控制器中，为了得到良好的动态控制性能，需要对电路中各个参量状态进行实时检测。下面对各检测电路的设计分析进行说明。

3.3.1电流检测

电流检测环节的目的有两个：一是实现调速功能，在电机调速系统中，将检测得到的电机相电流与与参考电流进行比较，然后改变PWM 的占空比，从而改变电

机绕组两端的电压，实现电机的调速；二是可对电机进行过流保护。目前，电流检测的方法包括电阻采样法、磁敏电阻法以及霍尔电流传感器法等。常用方

法的是电阻采样法和霍尔电流传感器法。霍尔电流传感器是应用霍尔效应的闭环电流传感器，采用霍尔检测原理，具有测量精确度高、线性好、隔离程度高、安装更换简便等优点。但是电路复杂、有功耗、成本比较高，所以，我们采用第一种方法——电阻采样法，其原理是直接将采样电阻上的电流信号转化为电压信号送到控制电路上，此方法简单、方便，且成本较低。

采用电阻采样法就是将分流电阻连接在功率驱动桥下端与地之间，因此测出分流电阻两端的电压就可以得到相电流，即R U I /=。检测电路如图3.12所示，因为电机绕组的最大电流为5A ，驱动芯片检测到电流检测单元送出的信号不能高于0.5V ，所以R=0.5V/5A=0.1，R 40阻值为0.1。由于DSP 的A/D转换端口模拟电压输入范围为0~3.3V，而分流电阻上压降最大为0.5V ，为了使检测电流更精确，所以在送入DSP 之前将信号进行放大处理，放大电路如 所示，放大倍数为=+383738/R R R ）（4。由于在采样电流信号中会含有脉动成分，所以采用常见的由RC 电路构成低通滤波器对电流检测信号进行滤波。

图3.12 电流检测电路 3.3.2转子位置检测

在电机控制系统中，转子位置信号的检测是非常重要的环节，电机转子位置信号是无刷直流电机控制时序的决策依据，只有获得了正确的转子位置，才能掌握好对其换相的恰当时间。

本控制系统位置信号的检测是由电机本身自带的三个霍尔位置传感器完成的。 在电机转动过程中，每当电机转子磁场轮流扫过这三个霍尔传感器，就会依次输出高电平，在没有被扫过时输出为低电平。由于霍尔传感器是集电极开路输出，所以其输出信号经过上拉电阻就得到位置方波信号，这些信号被输入到DSP 的捕获单元进行处理，就可以知道电机转子的位置。考虑到直接输出的霍尔信号波形并不好，为了避免干扰，需要将波形整理以后才能提交主控芯片使用。在这里我们采用74HC14反向器对霍尔信号进行整形，利用施密特性消除毛刺干扰，提高信号传输的抗干扰能力。由于DSP 的输入输出都是+3.3V，所以，输入到CAP1~CAP3的电机霍尔信号也必须是+3.3V。通过高速光电隔离器件TLP521(速度可达Imbit/s将三路5V 霍尔信号转化为3.3V 信号，同时实现霍尔元件与DSP 之间的电气隔离。具体电路如图3.13。

图3.13 转子位置检测电路

每一个霍尔传感器都会产生180o 脉宽输出信号，三个霍尔传感器输出信号互差120o 。把这些状态信号组合起来，用1表示高电平，用0表示低电平，则可以得到如下序列：

101→100→110→010→011→001→101

序列中一共六个状态，最后一个101表示状态序列回到了起点，又会重新开始。图3.14是霍尔元件信号时序。电机每转过一周就使霍尔位置信号有6个上升或下降沿，从而产生6个换向信号，每两个换向信号之间相差60o 电角度。

图3.14 霍尔位置传感器输出波形与相电流波形的对应关系

通过上图我们可以知道电机的6个换相时刻，为了能够正确换相，我们还需要知道下一刻应该换哪一相。将捕捉口设置成边沿中断方式，一旦捕捉口电平发生跳变（高电平变低电平，或者低电平变高电平），边沿触发中断就会发生。知道电平高低的翻转时刻就可以正确的确定转子位置，同时还可以推断出各个功率开关管的工作状态，其对应关系如表 所示。

当CAP1~CAP3检测的状态组合发生变化的时候，将触发捕获单元的中断，在中断服务程序内，DSP 读取当前[H1 H2 H3]的状态，根据实验表3.2列出的对应关系对全桥电路进行控制，从而实现换相。例如，当[H1 H2 H3]被读取的当前状态组合为101时，在正转的情况下，应该选择下一刻换到状态S2，此时导通功率管Q1和Q6即可。若电机反转，导通功率管Q4和Q5即可。

表3.2 换相控制字与换相的对应关系

3.3.3 .速度检测

速度检测是实现速度闭环控制的关键，通常测速的原件分为两大类：模拟测速元件和数字测速元件。为了降低控制系统的成本，本系统不采用外加元件，直接利用霍尔位置传感器发射的信号进行计算即可得出。下面就对其方法进行简单介绍。

我们都知道电机转子每转一圈有6次换相，也就是说转子每转过60度就换相一次，这样，只需测得两次换相的时间间隔t ∆，就可以根据下式计算出两次换相间隔器件的平均角速度：

t ∆=/60o ω （3-1）

通过捕捉中断发生时读定时器2的T2CNT 寄存器的值可以得到两次换相的时间间隔t ∆。定时器2采用连续增计数方式。转子转速越低，所花的时间t ∆越长，T2CNT 寄存器中的值就越大，如果定时器2的周期值定为0XFFFFH ，预分频最大为1/128，因此两次换相的时间间隔所用的最长时间为(计数时钟周期为50ns

t ∆=s 419424. 02 128ns 5016

=⨯⨯ （3-2）

所以，电机的最低转速为：

ω= 60/0.419424=143.05度/秒=23.84rad/min （3-3）

这样，我们就得到一个比例关系，当T2CNT=0XFFFFH时，对应的转速为23.84rad/min，所以，当T2CNT=X时，对应的转速为：

ω=⨯XFFFFH/X0(23.84rad/min （3-4）

3.4系统的抗干扰设计

一个运动控制系统质量的高低主要表现在它的技术性能、可靠性、适应性和经济性四个方面。其中技术性和可靠性是最重要的方面，但在系统的具体设计过程中，往往比较注重技术性能指标而忽视了它的可靠性设计，导致系统工作不稳定、不能正常工作。为了保证控制系统工作时的稳定性和可靠性，我们在设计系统时应充分考虑到系统工作时的各种干扰情况，并采取有效的抗干扰措施加以避

免。在本系统设计中，主要是采用以下几种方式。 3.4.1 高速光耦隔离器件的使用

无刷直流电机是感性负载，为了防止大量干扰串入DSP 芯片中，影响系统的正常工作，控制系统的驱动部分和控制部分应完全隔离。本系统采用光电耦合器来完成信号的隔离，以避免驱动部分对控制信号产生干扰。本文采用TLP521-4作为光耦隔离元件，TLP521系列高速光电隔离器件是将发光二极管与光电晶体管封装在一起的光电耦合器，有一通道、两通道及四通道的，考虑到有6路PWM 信号，

我们采用一个TLP521-4四通道及一个两通道的TLP521-2器件。其光耦隔离电路如图3.15所示。

图3.15 光耦隔离电路 3.4.2 电源噪声的干扰抑制

电源的稳定性对系统的稳定性起着至关重要的作用，电源内部以及电路都存在内阻，正是这些内阻才引起了电源的噪声干扰。滤波是抑制噪声传导的最有效手段之一，在设计电路时，我们在芯片的电源和地之间接入0.1μF的去藕滤波电容，且去藕电容要尽可能靠近芯片的电源引脚，同时对同一芯片尽量减小电源线与地线的距离。

同时为了消除各支路电流流经公共地线时所产生的噪声电压，避免受磁场和地电位差的影响，为此，系统电路的电源设计中还采取了以下措施：

l 强电部分与弱电部分分开布置，自成系统，中间使用高速数字光藕隔离。 2 在系统的弱电部分将模拟地、数字地、电源地等分开设计，以消除各支路电流流经公共地线时所产生的噪声电压。同时，如果一个控制系统有两点或两点以上的接地，就会由于两点间的地电位差而引起干扰，为了消除各个模块间存在的地线电位差，最后将它们连接在一起，并通过电感或0阻值电阻接于一点。本文选择的是0阻值电阻。

3.4.3 PCB的抗干扰设计

印制电路板PCB 设计的一般原则要使电子电路获得最佳性能，元器件的布局及导线的布设是很重要的。为了设计质量好、造价低的PCB 。应遵循以下一般原则：

1、DSP 控制平台的元器件布局原则：

1 根据电路功能要求，按功率大小、信号强弱与性质等因索，进行分区布置，尽可能将强弱电信号分开，将数、模信号电路分开。

2）按照电路的流程安排各个功能电路单元的位置，使布局便于信号流通，并使信号尽可能保持一致的方向。

3 以每个功能电路的核心元件为中心，围绕它来进行布局。元器件应均匀、整齐、紧凑地排列在PCB 上。尽量减少和缩短各元器件之间的引线和连接。

4 在高频下工作的电路，要考虑元器件之间的分布参数。一般电路应尽可能使元器件平行排列。这样，不但美观。而且装焊容易。

5 位于电路板边缘的元器件，离电路板边缘一般不小于2mm 。电路板的最佳形状为矩形。长宽比为3：2或4：3。 2、DSP 控制平台的布线原则:

1 输入输出端用的导线应尽量避免相邻平行。最好加线间地线，以免发生反馈藕合。

2）印制导线拐弯处一般取圆弧形或45o 斜角，直角或尖角在高频电路中会影响电气性能。

3）当两面板布线时，两面的导线宜相互垂直、斜交、或弯曲走线，避免相互平行，以减小寄生耦合;

4）尽量加粗电源线和地线宽度，减少环路电阻，增大过流能力。同时、使电源

线、地线的走向和数据传递的方向一致，这样有助于增强抗噪声能力。 5）所布信号线应尽可能短，并尽量减少过孔数目，同时，信号线应尽量靠近地线，信号线之间布局垂直，并远离大电流信号线及电源线。

6）各部分电路的滤波网络必须就近连接，以减小辐射和被干扰的几率，提高电路的抗干扰能力。

7）印制导线的公共地线，应尽量布置在印制线路板的边缘部分，最好构成闭环路或网状，能提高抗噪声能力。

3.5本章小结

本章主要介绍了整个控制系统的硬件电路设计，其中主要包括DSP 外围电路的设计(其中包括DSP 电源转换电路设计、时钟电路和仿真接口设计、通讯和存储电路接口设计 、功率驱动及其逆变电路的设计和检测电路(位置信号、相电流检测 的设计，并对各部分电路的具体实现进行了较为详细的介绍。最后从硬件系统的可靠性设计上入手，对系统的抗干扰措施进行了概括。

第4章 第5章

机器人运动控制系统要正常工作，仅有硬件部分是不够的，还需要软件部分才能构成一个完整的总体，硬件部分是系统的物质基础，而系统软件部分则是系统的

灵魂，运动控制性能的好坏在很大程度上取决于系统软件的设计。本章详细介绍了DSP 的软件开发环境和系统的程序设计。根据控制系统硬件总体设计思想和TMS320F2812软件开发流程来编写程序，同时采用模块化的设计方法，将DSP 程序按功能分解成多个模块，对每个模块进行单独的设计和调试，有利于减小系统程序的复杂度，缩短程序设计周期，方便DSP 程序设计。

5.1DSP 软件开发环境介绍 5.1.1 CCS介绍

在完成TMS320F2812的硬件系统设计后，进行其软件开发需要两个工具：一个是代码调试工具，主要有软件模拟器（Simulator ）以及由TI 或第三方提供的初学者工具（DSK ）、仿真器（XDS ）等；另一个是代码生成工具，其主要作用是将C 语言、汇编语言或两者混合编写的源代码编译汇编并链接成可执行的DSP 程序，最常用的就是TI 公司提供的集成开发环境CCS （Code Composer Studio）。本小节对CCS 进行简单介绍。

作为DSP 芯片代码设计的集成开发环境，CCS 采用Windows 风格界面，具有可视化的代码编辑界面，可以直接编辑C 语言和汇编语言源文件以及头文件等，集编辑、编译、链接、软件仿真、硬件调试及实时跟踪等功能于一体，集成的源代码编辑环境，使程序的修改更为方便；集成的代码生成工具，使开发设计人员不必在DOS 窗口输入大量的命令及参数；集成的调试工具，使调试程序一目了然，大量的观察窗口使程序调试得心应手。这些特性极大地方便了DSP 程

序的设计和开发。CCS 的功能如图5.1所示。

图 5.1 CCS功能

更为重要的是，CCS 加速和增强了实时、嵌入信号处理的开发过程，它提供配置、构造、调试、跟踪和分析程序的工具，在基本代码产生工具的基础上增加了调试和实时分析的功能。开发设计人员可在不中断程序运行的情况下检查算法的正确性，实现对硬件的实时跟踪调试。从而大大缩短了程序的开发时间。

5.1.2 DSP软件开发流程

图5.2给出了基于CCS 的TMS320C28X 系列DSP 软件开发流程，其中阴影部分表示从C/C++源程序到可执行文件生成的基本流程，而其他部分为一些增强的外围功能，用以扩展软件的开发能力。下面简要介绍一下开发流程中所用到的工具[ ]。

1）编译器(Compiler

CCS 的C/C++编译器接收标准ANSI C/C++源文件（扩展名为*.c或*.cpp），对源代码进行编译，产生汇编语言源文件。

2）汇编器(Assembler

CCS 的汇编器用以将汇编语言源文件（扩展名为*.asm）翻译成机器语言COFF 目标文件（扩展名为*.obj）。

3）链接器(Linker

CCS 的链接器用以将汇编器生成的多个COFF 目标文件组合成一个可执行的COFF 输出文件（扩展名为*.out）

4）归档器(Archiver

归档器允许用户将一组文件收集到一个归档文件中，也叫做归档库。同时也 可以对库进行修改，比如对库成员进行删除、替换、提取和添加等功能。

5）运行时支持库(Run-Time-Support Library

它包括C/C++编译器所支持的ANSI 标准运行支持函数、编译器公用程序函数、浮点运算函数和C 编译器支持的I/O函数。

6）建库器

用户可以利用建库工具建立满足要求的运行时支持库。 7）HEX 转换器 用于把COFF 目标文件转换成ASCII-HEX 、Intel MCS-86、Texas Instrument SDSMAC 、Motorola-S 或Tektronix 等几种可被通用EPROM 编程器识别的十六进制目标文件格式。

8）绝对列表器和交叉引用列表器

绝对列表器(Absolute Lister和交叉引用列表器(Cross-Reference Lister均为调试工具之一，其中绝对列表器接受链接后的目标文件作为输入，生成一些列表文件（扩展名为*.abs），这些列表文件列举了连接后的目标代码的绝对地址。类似的，交叉引用列表器也接受链接后的目标文件作为输入，生成一些交叉引用列表文件（扩展名为*.xrf），列表文件中列举了所有的符号名、定义以及在被链接的源文件中的引用位置。

9）调试器

CCS 的调试器提供了丰富的调试功能以帮助用户对其程序进行调试和修改。

图5.2软件开发流程

DSP 软件的开发主要完成以下工作：首先是选择编程语言，DSP 提供两种编程语言：汇编语言和C/C++语言。对于完成一般性功能的代码，这两种语言都可使用，但对于一些运算量很大的关键代码，最后采用手工编写的汇编语言来完成。如果源程序是C/C++语言，需要调用DSP 开发环境下的C 编译器将其编译成汇编语言后，再送到DSP 开发环境下的汇编器进行汇编。而对于汇编语言编写的程序则直接送给汇编器进行汇编。汇编后产生COFF 格式的目标文件，再调用链接器进行链接，生成在DSP 上可执行的COFF 格式的目标代码，并利用调试工具对可执行的目标代码进行调试，以保证应用软件的正确性。最后根据需要，可以调用Hex 代码转换工具，把COFF 格式的目标代码转换成EPROM 或FLASH 等存储器能接受的十六进制代码，并把代码烧写进存储器中。

5.2系统软件总体结构及设计思想

控制系统软件的设计思想是根据外部输入转速指令ω和电机运行过程中由转子位置传感器检测的电机实时转速*ω得到转子的误差信号，然后利用转速模糊PID 调节器计算得出无刷直流电机母线电流参考指令值dc I ，同时由电流检测

模块得到无刷直流电机的采样电流值* dc I ，接着计算得出电流误差信号 *

dc dc I I I -=∆，利用电流

PI 调节确定功率开关管导通的占空比，最后根据霍尔位

置传感器检测的信号确定无刷直流电机定子绕组控制逻辑，输出相应的PWM 波形，使转子按照控制的要求运行。

整个运动控制系统软件总体结构主要由Flash 引导程序和系统程序组成，其中系统软件部分采用模块化结构设计，由主程序模块、中断服务子程序模块和功能子程序模块三大部分组成。主程序模块主要完成系统变量的定义、系统各功能模块的初始化及设置中断逻辑等；中断服务子程序模块主要包括AD 采样中断、位置捕获中断和故障保护中断等，功能子程序主要包括换相子程序、控制算法字程序及PWM 输出程序等。图5.3为运动控制系统软件总体结构图。

图5.3运动控制系统软件总体结构图 5.2.1Flash 引导程序

DSP 系统的引导装载是指在系统上电或复位后，DSP 芯片自动读取外部设备Flash 中保存的程序，并自主运行程序。DSP 上电后从外部读入程序的过程称为上电引导过程，也称为BOOT 过程。DSP 芯片内存储有BOOT 程序，其作用就是在DSP 系统上电复位后，将外部存储元件中的程序装载到DSP 内部的高速RAM 中，然后运行。

当DSP 芯片上电复位后，外设中断扩展模块被禁止（ENPIE=0），DSP 内核被置成27×兼容模式（VMAP=1，OBJMODE=0，AMODE=0，M0M1MAP=1）。然后，CPU 对引脚MC XMP/的状态进行检测，如果检测的结果MC XMP/=1，说明TMS320F2812处于MP （微处理器模式），则片内Boot ROM被禁止，CPU 从外部存储器区域7的地址0x3FFFC0处读取复位向量。这时，用户必须在此地址安排正确的复位向量，指向用户自定义的引导程序或应用程序入口。如果

MC

XMP/=0，说明TMS320F2812处于MC （微计算机）模式，这时外部存储器 区域7（XINTF Zone 7）被禁止，Boot ROM被使能，CPU 将从内部Boot ROM中获得复位向量，从而将流程转向地址0x3FFC00处运行Bootloader 程序；图5.4给出了DSP 芯片TMS320F2812在MC 模式下上电或复位后Bootloader 的整个引导流程框图。