调频发射机设计

电气与电子信息工程学院

《小型通信系统课程设计》课程设计报告

专业班级： 2013电信专 学 号： ************ * 名： ** 指导教师： 桂静宜、艾青

设计时间： 2015年6月28日—2015年7月10日 设计地点： K2高频实验室

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课程设计成绩评定表

姓 名 专业班级 朱硕 电子信息工程技术（1）班 学 号 201330230118 课程设计题目：多功能微型调频发射器的设计与制作 课程设计答辩或质疑记录： 成绩评定依据： 设计方案正确（20分） 课设纪律 （5分） 设计态度 （5分） 安装调试 （10分） 创新点 （10分） 实物验收 （20分） 课设报告 （10分） 课设答辩 总评 （20分） 最终评定成绩（以优、良、中、及格、不及格评定）

指导教师签字：

年 月 日

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目 录

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课程设计任务书

2014～2015学年第2学期

学生姓名： 朱硕 专业班级： 2013电信专 指导教师： 桂静宜、艾青 工作部门： 电气学院

一、课题名称：小型通信系统课程设计

二、设计目的：通过本课程设计，使学生对通信系统的整体结构及配置有全面的了解。训练学生的动手实践能力，培养学生具体问题的能力。让学生通过本课程设计，熟悉基本通信系统单元的设计方法和工作原理，尤其是调频和解调原理。对学生进行基本技能训练，例如组成系统、调试、查阅资料、绘图、编写说明书等；使学生理论联系实际，提高动手能力和分析问题、解决问题的能力。

三、设计内容

利用通信原理和高频电子线路的相关知识，来完成对输入的语音信号的调频，然后通过解调利用耳机接收该语音信号。

四、设计要求

1、发射机功率PA≥100mW,负载电阻RL=75Ω 2、开阔地传播距离S＞100m

3、发射机工作频率fc=88MHz～108MHz

4、调频信号幅度ULm=1V时，最大频偏Δfm=20kHz 5、接收机工作频率fc=88MHz～108MHz 6、输出平均功率Po=0.25W（负载电阻R8Ω） 7、接收灵敏度γ=10μV

五、设计进度表

序号 1 2 3 4

六、设计报告

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’设计内容 布置任务，查阅资料及调研。 硬件设计，绘制电路图，生成PCB。 实际电路调试。 答辩、撰写设计报告书 合 计 所用时间 2天 3天 3天 2天 10天 课程设计报告的基本内容至少包括封面、正文、附录三部分。课程设计报告要求统一格式，字体工整规范。

1、封面

封面包括“《小型通信系统课程设计》课程设计报告”、班级、姓名、学号以及完成日期等。 2、正文

正文是实践设计报告的主体，具体由以下几部分组成： （1）课程设计题目； （2）课程设计任务与要求；

（3）设计过程（包括方案论证、设计原理、创新点以及采用的新技术等）； （4）硬件系统框图与说明； （5）软件PCB的制作流程与说明；

（6）课程设计总结（包括自己的收获与体会；遇到的问题和解决的方法；技术实

现技巧和创新点；作品存在的问题和改进设想等）；

3．附录

附录1：电路原理图 附录2：生成PCB图

附录3：使用元器件一览表（序号、名称、型号、规格、数量、备注） 附录4：参考文献

七、考核方式与成绩评定办法

评定项目 1. 设计方案正确，具有可行性、创新性（20分） 2. 设计结果（例如：硬件成果、软件PCB）（20分） 3. 态度认真、学习刻苦、遵守纪律（20分） 4. 设计报告的规范化、参考文献充分（不少于5篇）（20分） 5. 答辩（20分） 总分(100分) 评分成绩 备注：成绩等级：优（90分～100分）、良（80分～分）、中（70分～79分）、及格（60分～69分）、60分以下为不及格。

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八、参考书目

1、张肃文.《高频电子线路》北京：高等教育出版社，2000. 2、南利平.《通信原理》北京：清华大学出版社，2002.

时间 6月29日（星期一） 6月30日（星期二） 内容 学生分组，下达课程设计任务书，学生查找资料 阅读资料，学习相关知识，老师讲解、设计举例 7月1日（星期三） 拾音电路设计，音频放大电路设计，借万用表、烙铁架等工具,高频谐振功放电路设计，列采购清单。 7月2日（星期四） 7月3日（星期五） 7月6日（星期一） 7月7日（星期二） 7月8日（星期三） 7月9日（星期四） 7月10日（星期五）

在机房画自己设计的原理图，PCB板图 元件、器件去市场采购 元件质量检测、讲焊接技术， 安装、焊接、故障诊断 制作实物验收评分 答辩 撰写课程设计报告 7

第二部分 调频发射器的设计与制作

一、设计任务与要求

1.1设计任务

利用通信原理和高频电子线路的相关知识，来完成对输入的语音信号的调频，然后通过解调利用耳机接收该语音信号。 1.2实际要求

制作接收频率在88-108MHz的简易调频麦克风发射器，要求： 1）发射机功率PA≥100mW,负载电阻RL=75Ω 2）开阔地传播距离S＞100m

3）发射机工作频率fc=88MHz～108MHz

4）调频信号幅度ULm=1V时，最大频偏Δfm=20kHz 5）接收机工作频率fc’=88MHz～108MHz

6）输出平均功率Po=0.25W（负载电阻R8Ω） 7）接收灵敏度γ=10μV

二、方案设计与论证

2.1 方案一：

采用集成元件来设计制作调频发射机，由于集成芯片内已集成调频等电路便于设计制作的调试，但是设计制作成本较高。 2.2 方案二： 采用分离元件来设计制作调频发射机，这样可以更好的掌握调频设计的原理等，而且设计成本低。

2.3 综合本组情况，本组采用方案二即采用分离元件来设计制作调频发射机。

三、设计原理

3.1 调频原理：

频率调制又称调频（FM），它是使高频振荡信号的频率按调制信号的规律变化（瞬时频率变化的大小与调制信号成线性关系），而振幅保持恒定的一种调制方式。本文着重讨论了调频发射的实现电路的各个组成部分及实现电路，使用直接调频法对信号进行调制，末级使用高频功率放大器对信号进行放大，确保信号达到可以发射的足够的功率。 3.1.1线性调频基本原理

在现代无线电系统尤其是在通信、遥测、调频广播和电视(伴音)中，调频技

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术应用非常广泛。下面对其原理进行基本介绍。

假设 g ( t )为归一化的调制信号，则有理想调频波的表达式：

eFM(t)A0cos[ctg()d0] （1.1）

其中: c为载波角频率，为最大角频偏，0 为初始相角。设调制信号的角频率为m，则调频波的调制指数(Modulation Index)为：/m。

当调制信号为 f ( t )时，调相波的表达式为：

ePM(t)A0cos[ctmPf(t)0] （1.2）

t可以看出，调相波和调频波有相似之处。如果 f ( t )满足f(t)g()d则上式即为调频波。根据调频波和调相波之间存在的关系，可将调制信号先积分后再对载波进行调相即得 FM 信号；将调制信号先微分后再对载波进行调频即得 PM 信号。

理论和实践表明，当调频信号的最大角频偏和最大调制角频率m都远小于载频c时，能够产生近似理想的调频波。我们将/c1和m/c1称 为线性调频(严格地讲，应为准线性调频)的实现条件。根据上述条件，对于宽带调频而言，就要相应提高载波频率。

从理论上讲，调频信号的频谱为无限宽。对于宽带调频信号，由 Bessel函数可知，调频信号的绝大部分能量包含在有限的频谱中。有效带宽通常按照 n = β+ 1(为调制指数)计算。根据此原则，FM 信号的有效带宽为：

B2(ffm) （1.3）

其中，f/2为 FM 信号的最大调制频偏；fmm/2为调制信号的频率，对于二元 PCM 信号，fm为其码速率的 1/2，在窄带调频(NBFM)时，由于1，所以带宽 B 取2fm；对于窄带调相(NBPM)，由于1，所以带宽取2f。以上原则通常称作卡森(Carson)准则。

另外，在调频过程中，调频信号的总功率等于未调载波的功率，所以信号 的总平均功率和峰值功率都不变。但载波和边频之间的功率分配受调频影响。适

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当选择调制系数β ，可以使 FM 信号的效率接近 100%。这说明，在调频过程中，频率调制使得能量从载波向边带转移。FM 信号的这种性质说明在调频时调制信号只是起到能量分配的作用，本身不提供能量，因而理论上，调制系数β 可以做到任意大。这就是 FM 信号信息传输效率高的原因。同时，在大调制指数下，FM 信号携带更多的边频信息来克服传输信道中的噪声干扰，使得 FM 信号的抗干扰能力比幅度调制(AM)强许多。FM 的缺点是占用较宽频带。 3.1.2调频电路组成

调频的方式很多，总起来看，可以分为两大类：直接调频和间接调频法。 早期有使用电抗发调频，现在则主要是使用变容二极管调频法，目前已经发展为利用锁相环调频法并进而成为包含调频锁相环的数字式频率合成器。间接调频法现在在调频发射机上也有许多应用，现在使用调频方法如下图

载波振荡器 调相器 积分器 预加重电路 U(t) 图1：调频框图

直接调频法就是将调制信号直接对载频进行调频的方法。这种方法的优点是可以在宽频带内进行调频，可以进行频偏为几兆赫的调频，因此倍频次数可以很

少。他的缺点是由于使用自激振荡器，以及变容二极管参数的， 频率稳定性不好，对振荡器的稳定性要求较高。 3.2振荡电路

调频电路是利用低频信号改变振荡器的频率。在讨论调频电路之前，我们先对振荡器电路做一简单分析。

振荡电路的功能是：在没有外加输入信号的情况下，电路自动将直流电源提供的能量转换为具有一定振幅、一定频率和一定波形的交变信号输出。 3.2.1反馈振荡器的组成

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反馈振荡器的原理如图2所示，它由放大器和反馈网络组成的一个闭合环路。放大器通常以某种选频网络（如振荡回路）做负载，是一个调谐放大器。反馈网络一般是由无源器件组成的线性网络。

US(s) Ui(s) 放大器 Uo(s)

Uf(s) + A（s）

反馈网络 F（s） 图2：反馈型振荡器的原理框图

图中开环放大倍数为：

A(s)Uo(s) （2.1） Ui(s)因为：

F(s)Uf(s)Uo(s) （2.2）

Ui(s)US(s)Uf(s) （2.3）

所以闭环放大倍数为：

Af(s)Uo(s)A(s) （2.4）

US(s)1A(s)F(s)3.2.2振荡的建立与起振条件

实际振荡器的us0，在电源接通的瞬间，上电冲击脉冲中频率等于振荡器的成分被放大器放大，在输出端形成输出电压。输出电压然后又反馈到振荡器的输入端，振荡器开始振荡。

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振荡器在起振时的振幅较小。为了使振荡过程中输出幅度不断增加，应使反馈的信号Uf(s)比前次输入到放大器的信号大，振荡开始时应为增幅振荡。

因没有外加输入信号，Us0，起振时应满足：

Uf(s)A(s)F(s)Ui(s)Ui(s)

可知起振条件为：

A(s)F(s)1 （2.5）

因为：

AF所以起振的条件为：

AF1 （2.7） yLF2n （n=0,1,2,…） (2.8)

振荡器的起振条件分为振幅条件和相位条件。 3.2.3振荡的平衡和平衡条件

振荡器的输出幅度增加到一定大小后，输出幅度不再增加，振荡器即处于平衡状态，此时，Uf(s)A(s)F(s)Ui(s)Ui(s)，所以：

A(s)F(s)AF1

AFyzf2n n=0,1,2… （2.9） 上式分别为振荡平衡的振幅平衡条件和相位平衡条件。在平衡状态中，电源供给的能量正好抵消整个环路耗损的能量，平衡时输出幅度将不再变化，因此振幅平衡条件决定了振荡器输出振幅的大小。必须指出，环路只有再某一特定的频率上才能满足相位平衡条件，也就是说相位平衡条件决定了振荡器输出信号的频率大小。

3.2.4振荡平衡的稳定条件

UoIZjj() FC1LFgmeyZLFAFeyLF （2.6）

UiUi 处于平衡状态的振荡器应考虑其工作的稳定性，这是因为振荡器在工作的过

程中不可避免的要受到外界各种因素的影响，如温度的改变、电源电压的波动等

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等，这些变化将使放大器放大倍数和反馈系数改变，破坏了原来的平衡状态，对振荡器的正常工作将会产生影响。如果通过放大和反馈的不断循环，振荡器能在原平衡点附近建立起新的平衡状态，而且当外界因素消失后，振荡器能自动回到原平衡状态，则原平衡点使稳定的；否则，原平衡点为不稳定的。

振荡器的稳定分为振幅稳定条件和相位稳定条件。 （1）振幅稳定条件

当振荡平衡时，UiUf。若某种原因导致Ui增大，只有AF减小，进而使Ui减小。振荡器回到平衡状态，即在振荡平衡状态，AF应随Ui反向变化。

所以在平衡点A，振幅稳定条件为： 如果F为常量，则有：

(2) 相位稳定条件

当振荡平衡时，yLF2n。若某种原因导致瞬时增大，相当于增大，只有减小，才能使减小。一般情况下，反馈网络为线性网络，F为常数，所以相位稳定条件为：

AUi0 （2.11）

UiUiA(AF)0 （2.10）

UiUUiiAL0 （2.12）

0即要求相位随频率的变化特性斜率为负值。假设晶体管的正向传输特性的相角为定值，则要求阻抗角L随频率的变化特性斜率为负值。 3.3变容二极管调频法 3.3.1二极管的电容效应

二极管在低频工作时，具有有很好的单向导电作用。当工作频率很高时，由

于PN结的电容效应(即二极管的电容效应)，往往使单向导电特性变得很差，这种电容效应可以归结为两种等效电容。

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（1）势垒电容

我们知道，在P型和N型半导体的交界面((PN结)附近，由于载流子(空穴和电子)的相互扩散，将形成势垒区，积累一定数量的空间电荷。这些空间电荷是一些不能移动的正负离子，在势垒区由于缺少导电的载流子，导电率很低，相当于介质。而势垒区(也称空间电荷区或耗尽层)两侧的P区和N区的导电率相对来说比较高，相当于金属极板。当外加电压改变时，势垒区的电荷量将随之改变，这种现象和电容的作用类似，所以称这个电容为势垒电容，记为CB。

当PN结两端加正向电压时，外加电场将使N区的电子和P区的空穴进人空间电荷区，并中和一部分带正电荷的施主离子和带负电荷的受主离子，这就象有一部分电子和空穴“存人”PN结，相当于电子和空穴分别向势垒电容“充电”。而当外加电压降低，又有一部分电子和空穴离开空间电荷区，这就象电子和空穴分别从势垒电容“放电”，如图1所示。而当PN结加反向电压时，外加电场使多数载流子背离空间电荷区而运动，使空间电荷区变宽，相当于电子和空穴分别从势垒电容“放电”，如图2所示。这种充放电效应与普通电容在外加变化电压作用下的充放电效应相似，所不同的只是这个势垒电容是随外加电压的变化而改变的，当外加电压保持不变时，势垒区的空间电荷数目保持不变，势垒电容充放电也就停止了，因此，势垒电容只是在外加电压改变时才起作用。

图3：PN结势垒电容

从定量上，势垒电容可定义为

CBdQ (2.13) dU 14

式中dQ是外加电压的变化dU所引起的空间电荷的变化量。实验表明，势垒电容CB和外加电压U之间的关系为:

CBa/(UU)n (2.14) 式中a是常数，U是PN结的接触电位差，U是外加电压(正向偏压时，U为正值，反向偏压时，U为负值),n是电容变化指数，它的值可由1/33，决定于PN结附近的杂质分布情况。由以上公式可见，当反向电压增大时，结电容减小，反之，当反向电压减小时(绝对值)，结电容增大。 （2）扩散电容

由于PN结中载流子的扩散运动产生的电容效应可以等效为另一种PN结电

容—扩散电容，我们知道，PN结加正向偏压时，N区的电子和P区的空穴相互向对方扩散，形成一定的非平衡载流子分布，如图3中的曲线1所示。当正偏压升高时，PN结边界上的电子浓度按指数规律增大，电子浓度将由曲线I变到同图中的曲线H(图3中nP是P区少数载流子浓度，n(0)是P区和N区交界面处，即X0处电子浓度，V1和V2表示PN结的不同正向偏置电压)。可以看出，正向偏置电压升高时(从V1升高为V2)，电子少数载流子的贮存将增加，而在正向电压减少时，贮存的电子少数载流子则将减少。也就是正向偏压的变化，会使贮存 的载流子的电荷量发生变化，这里也有一个电荷的“存”和“放”的现象，所以也相当于一个电容的作用。这就是所谓扩散电容，用CD表示。

图4：正向偏压变化对PN结电子浓度分布的影响

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综上所述，二极管在高频运用时必须考虑两个电容的影响，即势垒电容CB和扩散电容CD。在正向偏置时，因为扩散电容远大于势垒电容，势垒电容可以不予考虑，而考虑扩散电容的影响。在反向偏压时，因为基本没有扩散运动，所以扩散电容很小，可以略去不计，而只考虑势垒电容的影响. 3.3.2变容二极管

如上所述，二极管具有势垒电容，通过外加电压可以改变空间电荷区的宽度，

从而改变这种势垒电容量的大小，变容二极管就是利用这种特性制成的非线性电容元件，与普通二极管的不同之处就是，变容二极管主要是通过结构设计及特殊工艺等一系列途径突出电容与电压的非线性关系，并提高Q值以适应这方面的

应用.采用不同的工艺，式(2.14)中的n值可以得到不同的大小，以适应于各种应 用。当n=1/3时，称为缓变结;当n=1/2时，称为突变结。适用于参量放大器的变容二极管，这种管子的Q值高，截止频率高并可减沙噪声。当n1/2时，称为超突变结，属于超突变结的变容二极管，适用于调谐电路，其电容变化率高.

变容二极管的伏安特性曲线和一般二极管的伏安特性曲线没有大的差别，对于变容二极管来说，更重要的是电压—电容特性，图5是变容二极管典型压容特性曲线。

图5：变容二极管的压—容特性

结30 电容（20 ）10 10 20 30 反向偏压（V）

图6 (A)是变容二极管的等效电路，其中Ci是结电容(势垒电容), Ri是势垒电

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pF 阻, RS是半导体材料的电阻，Ls是封装电感，Cc是封装电容，通常Ls是很小的，

Ri很大。对多数用途来说，等效电路可简化成图6(B)，图6(C)是变容二极管的

代表符号。

图6：变容二极管的等效电路

变容二极管的三个主要参数

（1）电容变化指数n。变容二极管利用它的电容变化，电容变化指数n的大小直接反映电容变化量的大小，其定义为: n它是lgClgU曲线的斜率。

此外，为了方便和直观，也常用最大容量与最小容量的比值K表示电容变化率，即:

KCimax/Cimin或K(CimaxCimin)/Cimax

（2）品质因数Q。变容二极管的品质因数Q为:

lgC

lgU

Q1/Ci(U)Rs(U)

式中为角频率，Ci(U)和Rs(U)分别为结电容和半导体材料的电阻，它们都和偏置电压有关。

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（3）反向击穿电压。变容二极管在反向电压作用下通过一定电流(如1A或

10A)时的电压，叫反向击穿电压。它给出了加在变容二极管上的反向直流偏置

电压的上限。如果变容二极管上迭加有大的交流电压，则变容二极管的瞬时偏置电压不能超过击穿电压。

使用LC谐振回路的振荡器，基本形式有电容三点式振荡器、电感三点式振荡器和克拉泼振荡器等。这些振荡器的LC回路的振荡频率为

f1/2LC （2.15）

另外，可变容二极管的结电容C与反向偏压u之间的关系为 CC0 （2.16） uv(1)VD式中C0为反向偏压为零时的结电容；VD为PN结势垒电势；v为电容变化系数。v与二极管PN结的结构和杂质分布有关。缓变结的v为1/3；突变结的v为1/2；抄突变结的v为1～2。

由式（2.15）可得出 fC1/2 由式（2.16）可得出

Cuv

所以 f(uv)1/2uv/2

如果v2，则f与u成线性关系。所以单纯以变容二极管作振荡回路电容时，v2可以得到线性调频。

通常，广播用变容二极管调频器中，由于压控振荡器还要由锁相环来稳频，因此，振荡回路中必须还由其它作稳频控制用的变容二极管。另外，在超高频波段使用的变容二极管，通常容量不很大，所以振荡回路中还需加进固定电容，因此，实际的振荡回路就要复杂一些。

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下图为变容二极管直接调频电路的电路图：

图7：变容二极管直接调频电路

图中12H的电感为高频扼流圈，对高频相当于开路，1000pF电容为高频滤波电容。振荡回路由10pF、15pF、33pF电容、可调电感及变容二极管组成。由此可以看出，这是一个电容反馈三点式振荡器线路。两个变容管为反向串联组态；直流偏置同时加至两管正端，调制信号经12H电感（相当于短路）加至两管负端，所以对直流及调制信号来说，两个变容二极管是并联的。对高频而言，两个变容管是串联的，总变容管电容C'jCj/2。这样，加到每个变容管的高频电压就降低一半，从而可以减弱高频电压对电容的影响；同时，采用反向串联组态，在高频信号的任意半周期内，一个变容管的寄生电容（即前述平均电容）增大，另一个则减小，二者相互抵消，能减弱寄生调制。这个电路与采用单变容管时相比较，在fm要求相同时，由于系数p的加大，m值就可以降低。另外，改变变容管偏置及调节电感L可使该电路的中心频率在50~100MHz范围内变化。

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下图为整个实验电路：

图8:设计总图

本设计的调频电路组成的框图如下：

（1）振荡与调频电路 产生频率f05MHz的高频振荡信号。变容二极管线形调频，最大频偏fm10kHz。发射机的频率稳定度有该级决定。

（2）缓冲隔离级 将振荡级与功放级隔离，以减小功放对振荡级的影响。因为功放级输出信号较大，工作状态的变化（如谐振阻抗变化）会影响振荡器的频率稳定度，或波形失真或输出电压减小。为减小级间相互影响，通常在中间插入缓冲隔离级。缓冲隔离级常采用射极跟随电路，如图所示。调节射极电阻RE2，可以改变射极跟随器输入阻抗。如果忽略晶体管基极体电阻rb'b的影响，则射极输出器的输入电阻

''//RL RiRB （2.17）

输出电阻

R0(RE1RE2)//r0 （2.18）

式中，r0很小，所以可将射极输出器的输出电路等效为一个恒压源。电压放大倍

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数

'gmRL （2.19） AV'1gmRL'1，所以下图所示射极输出器具有输入阻抗高、输出阻抗一般情况下，gmRL低、电压放大倍数近似等于1的特点。晶体管的静态工作点应位于交流负载的中

1点，一般取VCEQVCC，ICQ(310)mA。对于下图所示电路，若取

2VCEQ6V,ICQ4mA，则

RE1RE2VEQ/ICQ1.5K 取RE11K,RE21K电位器。 RB2VBQ10IBQ(VCCVCEQVBE)10ICQRB27.9K

10K

RB1VCCVBQVBQ

图9：缓冲隔离级电路

而激励级的输入阻抗为325，即射随器的负载电阻RL325，由式4可计算

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''//RL3.6K 射随器的输入电阻 RIRB输入电压 ViPRV ii2.1为减小射随器对前级振荡器的影响，耦合电容C1不能太大，一般为十皮法；

C2为0.022f左右。

（3）功率激励级 为末级功放提供激励功率。如果发射功率不大，且振荡级的输出功率能够满足末级功放的输入要求，则功率激励级可以省去。

（4）末级功放 将前级送来的信号进行功率放大，使负载（天线）上获得满足要求的发射功率。如果要求整机效率较高，则应采用丙类功率放大器；若整机要求不高，如A50%，波形失真要小时，则可以采用甲类功率放大器。但是本题要求A50%，故选用丙类功率放大器较好。 3.4 高频功率放大器

完成调频后，要把已调信号传送到功率放大器加以放大，变成RF信号。下

一步讨论高频功率放大器。

为了把信号有效的发射出去，在电路的发射端应加入高频功率放大器，以满足已调波能以大功率发射出去，被接受电路清晰的收到。

高频功率放大器的电路分为两部分，第一部分为高频小信号放大器，作为激励级，使输入信号能放大到可以驱动功率放大器工作在丙类放大的程度；第二部分为功率放大器，将输入的小信号放大后输出。 3.4.1高频小信号放大器

高频小信号谐振放大器的功用就是放大各种无线电设备中的高频小信号，以便作进一步的变换和处理。这里所说的“小信号”，主要是强调输入信号电平较低，放大器工作在它的线性范围。

高频小信号放大器按频带宽度可以分为窄带放大器和宽带放大器。本设计中需要放大多个高频信号，且信号中心频率可以改变，所以需要用的是宽带放大器，带宽在180KHz左右。

对高频小信号放大器的主要要求是：

（1）增益要高，也就是放大量要大，通常要靠多级放大器才能实现。

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（2）频率选择性要好。选择性就是描述选择所需信号和抑制无用信号的能力，这是靠选频电路完成的，放大器的频带宽度和矩形系数是衡量选择性的两个重要的参数。

（3）工作稳定可靠。这要求放大器的性能尽可能的不受温度、电源电压等外界因素变化的影响，不产生任何自激。此外，在放大微弱信号的接收机前级放大器中，还要求放大器内部噪声要小，因为放大器本身的噪声越低，接收微弱信号的能力就越强。

图10：单调谐回路谐振放大器原理图

图10所示电路为共发射极组态的晶体管高频小信号调谐放大器。它不仅要放大高频信号，而且还要有一定的选频作用，因此晶体管的集电极负载为LC 并联谐振回路。在高频情况下，晶体管本身的极间电容及连接导线的分布参数等会影响放大器输出信号的频率和相位。晶体管的静态工作点由电阻Rb1，Rb2 及Re 决定。图中，各元气件的名称及作用如表1所示。

表1 单调谐放大器电路原理图中各元件列表

序号 元件及名称 1 2 3 4 5 6 7 变压器T 晶体管V 电阻Rb1、Rb2 电阻Re 电阻RT 电容器C 电容器CT 作用 耦合元件，初级线圈与电容器C组成晶体管集电极谐振负载 放大元件 上/下偏流电阻，固定晶体管基极静态电位 发射极直流负反馈电阻，稳定静态工作点 谐振回路阻尼电阻，调节谐振回路品质因素，实现阻抗匹配 与CT、T2初级线圈组成晶体管集电极谐振负载，起选频作用 谐振回路谐振频率调节电容 23

8 9 10 11 电容器C1 电容器Cb 电容器Ce Vcc 电源滤波电容 基极信号源耦合电容 发射极旁路电容 直流电源 放大器在高频情况下的等效电路如图11 所示。

图11：高频小信号谐振放大器简化等效电路

图11 中所示的等效电路中，P1为晶体管的集电极接入系数，即

P1N12/N13 （2.20）

式中，N12为晶体管集电极接入变压器T2初级线圈的总匝数，N13为输出变压器T初级线圈总匝数。

P2为输出变压器T的次级线圈与初级线圈的匝数比，即

P2N45/N13 （2.21）

式中，N45为变压器T2次级线圈的总匝数。

gL为调谐放大器输出负载的电导，gL1/RL。通常小信号调谐放大器的下

一级仍为晶体管调谐放大器，则gL将是下一级晶体管的输入导纳。

由图2 可知，并联谐振回路的总电导g和总电容C的表达式为

gg0122P1g0eP2gL （2.22） RT 24

22 CP1C0eCCTP2CL （2.23）

式中，g0为LC谐振回路本身的损耗电导，Coe为晶体管的输出电容；CL为下级放大器的输入电容。谐振时L和C的并联回路呈电阻特性，其阻值等于R0，并联谐振电抗为无限大，则jC 与1/（jL）的影响可以忽略。

图12:高频小信号放大器谐振曲线

在应用时，通常将几级调谐放大器级联构成多级放大器以满足增益及频率选择等方面的要求。多级单调谐放大器的谐振频率相同，均为信号的中心频率。设各级谐振时的电压放大倍数为K01、K02、……、K0n，则放大器总的电压倍数K0为

K0K01K02……K0n 单振荡回路的归一化频率特性为：

112

（2.24）

式中，为广义失谐，2Q/0。设多级放大器各回路的带宽及Q值相同，即相同，则有n各回路的多级放大器的归一化频率特性为

n2n/2(1) （2.25）

表2： 多级单谐调放大器的带宽和矩形系数

级数n 1 1.0 9.95 2 0. 4.66 3 0.51 3.74 4 0.43 3.18 5 0.35 3.07 B/B1 K0.1

25

3.4.2 高频功率放大器

高频功率放大器用于发射机的末级，作用是将高频已调波信号进行功率放大， 以满足发送功率的要求，然后经过天线将其辐射到空间，保证在一定区域内的接收机可以接收到满意的信号电平，并且不干扰相邻信道的通信。 高频功率放大器是通信系统中发送装置的重要组件。按其工作频带的宽窄划分为窄带高频功率放大器和宽带高频功率放大器两种，窄带高频功率放大器通常以具有选频滤波作用的选频电路作为输出回路，故又称为调谐功率放大器或谐振功率放大器；宽带高频功率放大器的输出电路则是传输线变压器或其他宽带匹配电路，因此又称为非调谐功率放大器。高频功率放大器是一种能量转换器件，它将电源供给的直流能量转换成为高频交流输出。

利用选频网络作为负载回路的功率放大器称为谐振功率放大器。根据放大器电流导通角的范围，可以分为甲类，乙类，丙类和丁类等功率放大器。电流导通角 越小，放大器的效率越高。如丙类功放的900，但效率理论上可达到80%。丙类放大器通常作为发射机的末级，以获得较大的输出功率和较高的效率。

图4所示为有两级功率放大器组成的高频功率放大器电路。晶体管T1与选频网络L1，C1组成丙类功率放大器。

图13：高频功率放大器

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丙类功率放的基极偏执电压VBE是利用发射极电流的直流分量

IEO(IEOICO)在射极电阻Re2上产生的压将来提供的，故称为自给偏压电路。当

放大器的输入信号Vi为正弦波时，集电极的输出电流ic为余弦脉冲波。利用谐振回路L2C2的选频作用可输出基波谐振电压Vc1，电流ic1。

集电极基波电压的振幅

Vc1mIc1mRp （2.26） 式中，IC1M为集电极基波电流的振幅；RP为集电极负载阻抗。

集电极输出功率

1121Vc21m （2.27） PVc1mIc1mIc1mRp222RP直流电源Vcc供给的直流功率

PDVCCIC0 （2.28）

式中，IC0为集电极电流脉冲ic的直流分量。电流脉冲ic经傅立叶级数分解，可得峰值Icm与分解系数n()的关系式

IcmIc1m/1() （2.29） II*()cm0c0分解系数n() 与的关系。 集电极耗散功率

PC'PDPC （2.30）

集电极的效率

PC1Vc1mIc1m1Vc1m1()1()******1 （2.31） PD2VCCIc02VCC0()20()式中，Vc1mVCC称为电压利用系数。

功放管特性曲线折线化后的输入电压Vbe与集电极电流脉冲ic的波形关系。有图可得:

27

cosVjVBVBm （2.32）

式中，Vj为晶体管导通电压（硅管约为0.6v，锗管约为0.3v）；Vbm为输出电压（或激励电压）的振幅；Vb为基极直流偏压。

VBIC0*RE （2.32）

当输入电压Vbe大于导通电压Vj时，晶体管导通，并工作在放大状态，则基极电流脉冲Iblm与集电极电流脉冲Icm成线性关系，即满足

ICmhfeIBmIBm

因此，基极电流脉冲的基波幅度Iblm及直流分量Ibo也可以表示为

Ib1m1()Ibm （2.33） I()I1bmb0基极基波输入功率

1PiVB1mIB1m （2.34）

2功放的功率增益

APPoP 或Ap10lgodB （2.35） PiPi

丙类功放的输出回路采用变压器耦合方式，其作用一是实现阻抗匹配，将集电极的输出功率送至负载R1；二是与谐振回路配合，滤出谐波分量。

集电极谐振回路为部分接入，谐振频率 o由变压器原理可得

11 或fo （2.36） LC2LC 28

N32PCRLVC1mN1 （2.37） N2QLOLNRL3式中，N1为集电极接入初级的匝数；N2为初级线圈总匝数；QL为初级回路有载品质因数，一般取值为2~10。

丙类功放的输入回路亦采用变压器耦合方式，以使输入阻抗与前级输入阻抗匹配。分析表明，这种耦合方式的输入阻抗Zi为

Zirb'b(1cos)1() （2.38）

式中，rb'b为晶体管基极体电阻，rb'b25。

功率放大器可以按照晶体管在信号激励的下一周期内是否进入晶体管特性曲线的饱和区来划分谐振功率放大器的工作状态。根据功放负载谐振电阻RP的

不同，可以划分为三个工作状态：欠压状态，临界状态，过压状态。 （1）欠压状态

在动态线A1Q下所画得的集电极电流是余弦脉冲，余弦脉冲高度是比较大的，集电极交变电压Ucm1 幅度是比较小的，我们把这种工作状态称为欠压状态。当放大器工作在欠压状态时，RP比较小，Ucm1较小；在uCEuCEmin时，负载线

uBEuBEmax所在的那条特性曲线交于A1点，动态工作点摆动的上端离饱和区还

有一段距离，这时的动态工作点都处在晶体管特性曲线的放大区。 （2）临界状态

在动态线A1Q下所画得的集电极电流波形仍是余弦脉冲波形。余弦脉冲高度由A2点决定。在此状态下的脉冲高度比欠压状态的略小，这时的集电极交变电压Ucm2的幅度也是比较大的，我们把这种状态成为临界状态。当放大器工作在临界状态时，RP较大；在uCEuCEmin时，负载线与 uBEuBEmax所在的那条特性曲

29

线交于临界点A2，除A2点外，其余动态工作点都处在晶体管特性曲线的放大区。 （3）过压状态

在动态线A3Q线下所画得集电极电流波形出现凹陷状态。把集电极电流脉冲出现凹顶形状的工作状态称为过压状态。当放大器工作在过压状态时，RP很大，

Ucm3也很大，在uCEuCEmin时的负载线与特性曲线交于A3，此时动态线的上端进

入饱和区。在过压状态下，为什么会出现凹陷？其原因是RP加大到一定程度后，可使晶体管工作点摆动超过临界点A3时，集电极电流将沿饱和线OA3变化，其幅度从A3点起不断降低，随着Ucm3继续增大，uCE迅速减小；在A3点，集电极电流降低到最低值。通常把电流iC沿饱和线下降的那段线称为临界线。当uCE从最小值回升时，集电极电流也随着增大，直至脱离饱和区后，集电极电流才随uCE的增加而减小。结果导致集电极电流顶部出现凹陷的余弦脉冲，但是集电极输出交变电压Ucm3却是最大的。（A5点的确定：将动态线A3Q向上延伸，与uBEuBEmax 输出特性的延长线相交于点A4，然后由A4点向下作垂线与临界线相交，则得A5点,交点A3决定了脉冲的高度，而A5点决定了脉冲下凹处的宽度。）

高频功放工作在过压状态时，适合放大等幅信号。调频信号是等幅波，在高频功放时正好同功放过压状态适应，所以本设计中功放应工作在过压状态。

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三、硬件设计

3.1原理框图

音频信号采集 音频信号放大 调频电路 发射部分 功率放大级 缓冲级 图14：原理框图

如图13为本组的原理框图，我们采用驻极体麦克风采集音频信号，之后由将采集到的音频信号送入低频信号放大器将音频信号放大再送入下一级电路中即射级跟随器电路，之后再通过功率放大器将调频信号功率放大经过天线发射出去。

3.2 multisim仿真

我们组通过自学multisim软件对我们的设计进行认证，在学习的过程中遇到了不少问题但是都被我们解决了。下图为我们的仿真调试图：

图15：仿真调试图

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图16：仿真调频图

3.3 PCB的制作

通过对电子线路CAD的学习，本组已掌握基本的电子线路CAD的设计过

程并成功掌握PCB的制作过程。下图为本组设计的PCB图：

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四、总结与展望

经过三周的实训，我们终于小有所成，顺利完成了设计任务，做出了无线调频麦克风发射器，并最终调试成功。在此过程中我们受益颇多。

通过这次实践，使我们深入了解了高频电路设计过程中应注意的各方面的内容。比如，元器件要选用适合用于高频电路的；元器件布局要紧密；导线要短；管脚也要尽可能短；电源线要略宽过交流信号线；直流源要干净，用大电容对电源纹波过滤，用好的电容耦合掉电源的高频干扰等等。制作过程是一个考验人耐心的过程，不能有丝毫的急躁，马虎，对电路的调试要一步一步来，不能急躁，在电脑上调试考验了我们的操作水平，而焊功更考验了我们的动手能力。

通过这次实践，真正把从书本上学到的知识应用于实践，学会了初步的电子电路仿真设计,虽然过程中遇到了一些困难，但是在解决这些问题的过程无疑也是对自己自身专业知识的一种提高。当最终调试成功的时候也是对自己的一种肯定。此次的设计任务不仅增强了我们在专业设计方面的信心，鼓舞了我们，更是一次兴趣的培养，为我们以后的学习方向的明确了重点。

另外，在这次实训中我们遇到了不少的问题，针对不同的问题我们采取不同的解决方法，遇到不懂的问题时，除向老师同学请教外，我们还利用网上的资源，搜索查找得到需要的信息，最终一一解决设计中遇到的问题。我们能够顺利完成此设计的关键是团队合作，当然知识储备也不能忽略。

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五、附录

5.1电路原理图

5.2 PCB图

5.3 元件一览表 元件编号 R12,R13,R1,R4 R11,R8,R9,R10 R7 R5,R6 R2,R3 Q2,Q3,Q4 S1 标称值 10K 1K 4.7K 470 3.3K 9018 开关 数量 4 4 1 2 2 3 1 元件编号 D2,D3 C14,C11,C13,C12 C10,C9 P1 Q1 L1,L2 D1 标称值 1N4148 104 30 插针 9014 自绕电感5T LED 数量 2 4 2 1 1 2 1 5.4 作品照片

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5.5 参考文献

1．童诗白：《模拟电子技术基础》，第二版，清华大学电子学教研组编，1988.5 2．曹兴雯，刘乃安，陈健：《高频电路原理与分析》，第三版，西安电子科技大学出版社，2001.8

3．吴慎山：《高频电子线路》，电子工业出版社，2007.1 4. 王恒山：《调频解调技术》，高等教育出版社，19.10

5. 郭衍莹，陆文福：《空间跟踪和通信用地面发射机系统设计》，国防工业出版社，1984.12

6. 张绍高，华旭旦：《立体声和调频立体声接收机》，新时代出版社，1986.2 7. 周选昌：《高频电子线路》，浙江大学出版社，2006.7 8. 谢自美：《电子线路设计、实验、测试》，第二版，华中科技大学出版社，2000.7 9. 高频大功率脉宽调制声呐发射机的研制〔刊，中〕/车平//声学与电子工程一2006, (2).-36-38(D)

10. 浅谈大功率MOSFET管在调频发射机中的应用〔刊中〕/曾肖业//西部广播电视一20(?6, (6).-S4-S6(C)

11.Harris调频发射机及N+1杀统常见故潭分析（刊中〕/连秀东//西部广播电视.-2006. ( 6 ) . -43-45( C)

12. Heng一Chia Chang} Andrea Borgioli.Analysis of Oscillators with External Feedback Loop for Improved Locking Range and Noise Reduction[J]. IEEE Traps on MTT,1999; Vo147 No 8: 1535一13.

13. Aleksander Dec,Ken Suyama. Microwave MEMS Based Voltage Controlled Oscillators[J].IEEE Trans on MTT, 2000; Vo148 Noll:1943一1949.

14. Nagy. R.Majurec. N. Broadband VCO phase noise sensitivity to oscillator circuit parameters[J].IEEE IMT Conference, 2001;Vol2: 1041－1044.

15. Kao Yao-Huang, Chien. c. -c Frequency control in a low voltage. wide tuning VCO design

at 2.4 GHz[J]. Microwave Journal, 2001;V44 No7: 128一140.

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