２０１０年第４期 机 车 电 传 动 ２０１０年７月１０日 ＶＥＳ 研究开发 ＥＬＥＣＴＲＩＣ ＤＲＩＶＥ ＦＯＲ Ｌ０Ｃ０Ｍ０ＴＩ№４．２ＯｌＯ Ｊｕｌｙ １０，２０１０ 作者简介：马志文（１９７８一）， 摘要：对于铁路机车车辆的大功率二电平逆变器来说，应用空间矢量脉宽调制（ＳＶＰＷＭ）技男，博士，助理研究员，主要 术需要考虑两方面的因素：一是逆变器采用高压大电流开关器件，开关频率较低；二是为了充分利用从事机车车辆交流传动系 逆变器直流母线电压。脉宽调制必须能够过渡到方波工况。提出了一种适用于大功率二电平逆变器的统的研究开发工作。 多模式ＳＶＰＷＭ算法。该算法能够在整个调制范围内使用，可以保证逆变器在异步调制、分段同步调 制及方波工况下具有良好的输出特性，并且可以实现不同调制模式间的平滑过渡。基于ＤＳＰ控制板和 ｄＳＰＡＣＥ的半实物仿真结果验证了该算法的有效性。 关键词：大功率二电平逆变器；多模式空间矢量脉宽调制；分段同步调制；仿真 中图分类号：ＴＭ４６４；Ｕ２６４．３＋７２ 文献标识码：Ａ文章编号：１０００—１２８Ｘ（２０１０）０４—００１７—０４ Ｒｅｓｅａｒｃｈ ｏｎ Ｍｕｌｔｉ－ｍｏｄｅ Ｓｐａｃｅ Ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ Ａｌｇｏｒｉｔｈｍ ｆｏｒ Ｈｉｇｈ·－ｐｏｗｅｒ Ｔｗｏ·－ｌｅｖｅｌ Ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ ＭＡ Ｚｈｉ·ｗｅｎ，ＹＩＮ Ｚｈｅｎ－ｈｕａｎ，ＪＩＡＮＧ Ｗｅｉ，ＬＩ Ｗｅｉ，ＺＨＡＮＧ Ｌｉ （Ｌｏｃｏｍｏｔｉｖｅ＆Ｃａｒ Ｒｅｓｅａｒｃｈ Ｉｎｓｉｔｔｕｔｅ，ＣｈｉｎａＡｃａｄｅｍｙ ｏｆＲａｉｌｗａｙ Ｓｃｉｅｎｃｅｓ，Ｂｅｒｉｎｇ １０００８１，Ｃｈｉｎａ） Ａｂｓｔｒａｃｔ：Ｗｈｅｎ ｔｈｅ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ｐｕｌｓｅ·ｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｐｐｌｉｅｄ ｔｏ ｉｇｈ－ｐｏｗｅｒ ｈｔｗｏ—ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅ￣ｅｒ ｆｏｒ ｒａｉｌｗａｙ ｌｏｃｏｍｏｔｉｖｅ，ｔｗｏ ｆａｃｔｏｒｓ ｍｕｓｔ ｂｅ ｃｏｎｓｉｄｅｒｅｄ：ｔｈｅ ｆｉｒｓｔ ｏｎｅ ｗａｓ ｔｈａｔ ｈｅ ｉｔｎｖｅ￣ｅｒ ａｄｏｐｔｄ ｅｈｉｇｈ ｖｏｌｔａｇｅ ａｎｄ ｈｉｇｈ ｃｕｒｒｅｎｔ ｓｗｉｔｃｈ ｄｅｖｉｃｅｓ ａｎｄ ｔｈｅ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｒｅｑｕｅｎｃｙ ｗａｓ ｆｖｅｒｙ ｌｏｗ，ｔｈｅ ｓｅｃｏｎｄ ｏｎｅ Ｗａｓ ｔｈａｔ ＰＷＭ ｓｈｏｕｌｄ ｈａｖｅ ｈｅ ｔａｂｉｌｉｔｙ ｔｏ ｔｒａｎｓｉｔ ｉｎｔｏ ｓｑｕａｒｅ－ｗａｖｅ ｃｏｎｄｉｉｔｏｎ ｉｎ ｏｒｄｅｒ ｔｏ ｍａｋｅ ｆｕｌｌ ｕｓｅ ｏｆｔｈｅ ＤＣ ｂｕｓ ｖｏｌｔａｇｅ．Ｔｈｉｓ ｐａｐｅｒ ｐｒｏｐｏｓｅｄ ａ ｍｕｌｉｔ—ｍｏｄｅ ＳＶＰＷＭ ｉｇｏｆａｉｔｈｍ ｗｈｉｃｈ Ｗａｓ ｓｕｉｔａｂｌｅ ｏｒ ｆｉｇｈ－ｐｈｏｗｅｒ ｗｏ—ｌｔｅｖｅｌ ｉｎｖｅａｅｒｓ．Ｔｈｉｓ￣ｇｏｆｉｔｈｍ ｃｏｕｇｈｔ ｅ ｂｕｓｅｄ ｉｎ ｈｅ ｅｎｔｉｔｒｅ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｒａｎｇｅ，ｗｈｉｃｈ ｃｏｎ ｇｈｔ ｅｎｓｕｒｅ ｔｈｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒ ｗｉｔｈ ｇｏｏｄ ＯＨ印ｕｔ ｃｈａｒａｃｔｅｒｉｓｔｉｃｓ ｕｎｄｅｒ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ａｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ， ｓｕｂｓｅｃｔｉｏｎ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｎｄ ｓｑｕａｒｅ·ｗａｖｅ ｃｏｎｄｉｔｉｏｎ．Ｔｒａｎｓｉｉｔｏｎ ｏｆ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ｍｏｄｅ ｃｏｕｇｈｔ ｒｅａｌｉｚｅｄ ｓｍｏｏｔｈｌｙ．Ｓｉｍｕｌａ－ ｔｉｏｎ ｒｅｓｕｌｔｓｂａｓｅｄ ｏｎＤＳＰｃｏｎｔｒｏｌｂｏａｒｄ ａｎｄｄＳＰＡＣＥｖｅｒｉｆｙｔｈｅ ｅｆｆｅｃｔｉｖｅｎｅｓｓ ｏｆｔｈｅｐｒｏｐｏｓｅｄＭｇｏｆｉｔｈｍ． Ｋｅｙ ｗｏｒｄｓ：ｈｉｇｈ—·ｏｗｅｒ ｐｗｏ·ｔ－ｌｅｖｅｌ ｉｎｖｅｒｔｅｒ；ｍｕｌｔｉ－－ｍｏｄｅ ＳＶＰＷＭ；ｓｕｂｓｅｃｔｉｏｎ ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ；ｓｉｍｕｌａｔｉｏｎ Ｏ 引言 脉宽调制（ＰＷＭ）技术作为交流传动系统的核心 技术之一，对系统的性能有着重要的影响。自从１９６４年 器采用高压大电流开关器件，开关频率较低，因此须 应用异步调制、分段同步调制等多种模式的ＳＶＰＷＭ算 法，以优化逆变器输出波形满足低开关频率的控制要 求；二是为了充分利用逆变器直流母线电压，必须应 德国Ａ．Ｓｃｈｏｎｕｎｇ等人提出脉宽调制变频的思想以来， 人们先后提出了几十种不同的ＰＷＭ控制方法¨’ ２。目 。前，空间矢量脉宽调制（ＳＶＰＷＭ）技术以其直流电压 利用率高、输出谐波含量小、易于数字化实现等优点， 在电压型逆变器中的应用越来越广泛。 用适当的ＳＶＰＷＭ过调制算法，使调制范围能够过渡到 方波工况区。 本文在分析传统ＳＶＰＷＭ调制方法的基础上，提出 了一种适用于铁路机车车辆大功率二电平逆变器的多 模式ＳＶＰＷＭ算法，包括异步调制算法、分段同步调制 对于铁路机车车辆的大功率二电平逆变器来说， 应用ＳＶＰＷＭ技术必须考虑两方面的因素：一是逆变 收稿日期：２０ｌ０－０卜２７ 算法、参考矢量幅值修正算法及不同调制模式的平滑 过渡处理。最后，利用ＤＳＰ控制板（ＴＭＳ３２０Ｆ２８ｌ２）和 ｄＳＰＡＣＥ仿真器组成的半实物仿真系统对算法进行了 仿真研究。 基金项目：铁通部科技研究开发计划项目（２００７ＪＯ ｌ ２） 机 车 电 传 动 １ ＳＶＰＷＭ原理 ＳＶＰＷＭ是将逆变器和异步电机看成一个整体，建 立逆变器开关模式与电机定子电压空间矢量之间的内 在联系，通过控制逆变器的开关模式，使电机定子电 压（或定子磁链）空间矢量逼近一个理想的圆形轨迹。 对于二电平电压型逆变器（直流侧电压Ｕ ）来说， 根据桥臂开关状态的不同，可以得到８个基本电压空间 矢量，包括６个幅值为２Ｕ ／３的非零基本矢量和２个零 矢量，如图１所示。它们把复平面分成６个扇区，分别用 数字１～６表示。６个非零矢量的顶点连线构成一个正六 边形。每个扇区外面各有一个箭头，箭头所指矢量为 该扇区辅矢量，箭尾所指矢量为该扇区主矢量。 Ｊ 一 （０ｌ０）—— — （１１Ｏ） ／ｆ／ ＼ ／…二 ０ｏｏ）＼ 一＝ ＝＝（１，００ 一 图１ 二电平逆变器电压空间矢量图 传统ＳＶＰＷＭ算法日 的理论基础是伏秒平衡原则， 即在一个很小的计算周期内，参考电压空间矢量近似 认为不变，通过与之相邻２个基本电压空间矢量线性组 合而成。以参考电压空间矢量 位于第３扇区为例（如 图１），则有 ｒｉ Ｏ，＋ｋｆｃ ＋ｆ２＋ｔｏ＝ｔ Ｏ￣｝ｌ （１） 式中：ｔｌ，ｔ ，ｔ。分别是主矢量、辅矢量、零矢量的作用时 间，ｆ 为计算周期。求解得 （２） 式中：ａ 为参考矢量与本扇区主矢量的夹角，ｍ为调制 系数，定义为 ｍ＝ｌＯ Ｉ 。 （３） 式中：ｌ ．Ｉ为参考矢量的幅值；Ｕ１一＝２Ｕｄ￣／ｎ，为逆变器 方波工况时输出相电压的基波幅值。 ２多模式ＳＶＰＷＭ算法 在铁路机车车辆的大功率交流传动系统中，二电 平逆变器具有输出频率范围宽（通常０—２００ Ｈｚ）、动态 响应速度快等特点，但其开关频率较低，通常只有几 百赫兹。因此，要在ＳＶＰＷＭ的整个调制范围内保证逆 变器具有良好的输出波形，就必须应用多种调制模式， 以满足不同频率范围的控制要求。 在低频段，采用异步调制可以充分利用开关频率， 使电压（或磁链）空间矢量轨迹尽量逼近理想圆。在 中、高频段，采用同步调制可以保证三相输出间的对 称性，并消除某些寄生谐波，抑制转矩脉动。额定频率 以上，为了充分利用逆变器直流侧电压，应进入方波 工况。 针对机车车辆大功率二电平逆变器，本文通过分 析研究提出如下多模式ＳＶＰＷＭ控制算法。 ２．１异步调制算法 异步ＳＶＰＷＭ调制是低频启动区段最佳的控制方 式，它应用非零基本矢量和零矢量在复平面上拟合以 恒定时间间隔运动的参考矢量。本文在异步调制区采 用的ＳＶＰＷＭ算法如下： 以扇区３为例，在一个计算周期内，非零基本矢量 和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： Ｕｏ（０００）一Ｕｉ（１ＯＯ）一 （１１０）一 （１ｌ １） 或ｖ７（１ １ １ Ｕ （１ １０ Ｕｉ（ＩＯ０）－－￣Ｕｏ（０００） 其中，主矢量 （１００）作用时间ｔ，，辅矢量 （１１０）作用时 间ｔ２，零矢量 （０００）和 （１１１）作用时间分别为ｆｆ／２。作用 时间ｔ 、ｔ 、ｔ 的计算参见式（２）。 其他扇区，非零基本矢量和零矢量拟合参考矢量 切换顺序与扇区３类似，这里不再一一叙述。 ２．２分段同步调制算法 同步ＳＶＰＷＭ调制是中高频率区段的最佳控制方式， 它应用非零基本矢量和零矢量在复平面上固定且均布 的位置拟合以恒定电角度运动的参考矢量。不同的拟 合位置和切换顺序可以得到不同的同步调制算法［４１。 本文将同步调制区分为５段，不同区段的同步ＳＶＰＷＭ 算法如下。 ２．２．１ １１脉波同步调制 扇区３，选取复平面上６。、１８。、３０。、４２。、５４ｏ位置 作为参考矢量拟合点。在一个计算周期内，各拟合点 非零基本矢量和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： ６。：Ｕｏ（００ｏ）一 （１００）一 ，（１ １０） １８。：Ｕ，（１ １０）一 ．（１００）一Ｕｏ（ＯＯＯ） ３０。：Ｕｏ（ｏｏｏ）一 （１００）一 （１１Ｏ）一 （１１ １） ４２。： ７（１ １ １）一 ２（１ｌ０）一Ｕ１（１００） ５４。：Ｕｌ（１００）一 （１１０）一 ７（１ １ １） 扇区１，选取复平面上６６。、７８。、９０。、１０２。、１１４。位 置作为参考矢量拟合点。在一个计算周期内，各拟合 第４期 马志文，殷振环，蒋威，李伟，张黎：大功率二电平逆变器多模式ｓＶＰＷＭ算法研究 点非零基本矢量和零矢量拟合参考矢量的切换顺序 为： ６６。：Ｕ７（１ １ １）一 ，（１ １０）一ＵＩ（０１０） ７８。：Ｕ。（０１０）一 （１ １０）一 ７（１ １ １） ９０。：ｔＵ，（１１１）一 （１ｌＯ）一Ｕ１（０１０）一Ｕｏ（ｏｏｏ） １０２。：Ｕ。（０００）一 （０１０）一 ２（１ １０） １ １４。：Ｕ２（１ １０）一 ．（ＯｌＯ）一Ｕｏ（０００） ２．２２ ９脉波同步调制 扇区３，选取复平面上１０。、３０。、５０。位置作为参考 矢量拟合点。在一个计算周期内，各拟合点非零基本 矢量和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： １０。：Ｕｏ（ｏｏ０）一 （１ＯＯ）一 ２（１ ｌＯ）一 ７（１ １ １） ３０。：Ｕ （１ １ １）一 （１ ｌｏ）一ＵＩ（ＩＯ０）一Ｕｏ（ｏｏｏ） ５０。：Ｕ０（ｏｏ０）一 （１ｏｏ）一【，２（１ｌＯ）一 ７（１１１） 扇区１，选取复平面上７０。、９０。、１１０。位置作为参 考矢量拟合点。在一个计算周期内，各拟合点非零基 本矢量和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： ７０。：Ｕ７（１ １ １）一【，２（１ ｌｏ）一Ｕｌ（ｏｌｏ）一 （ｏｏｏ） ９０。：Ｕｏ（ｏｏｏ）一 （ＯｌＯ）一 ２（１ ｌｏ）一 ７（１ １ １） １ １０。：Ｕ （１ １ １）一 ，（１ ｌｏ）一Ｕｉ（ＯｌＯ）一Ｕｏ（０００） ２．２＿３ ７脉波同步调制 扇区３，选取复平面上ｌ０。、３０。、５０。位置作为参考 矢量拟合点。在一个计算周期内，各拟合点非零基本 矢量和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： １０。：Ｕ。（ＩＯ０）一 ，（１ １０）一 ，（１ １ １） ３０。：Ｕ （１ １ １）一Ｕ，（１ ｌＯ）一ＵＩ（１Ｏ０）一 （０００） ５０。：Ｕｏ（ｏｏｏ）一 （１ｏｏ）一己，２（１１０） 扇区１，选取复平面上７０。、９０。、１１０。位置作为参 考矢量拟合点。在一个计算周期内，各拟合点非零基 本矢量和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： ７０。：Ｕ２（１ １０）—＋ ｌ（Ｏ１０）—＋Ｕｏ（０００） ９０。：Ｕｏ（ｏｏｏ）－－￣ＵＩ（ＯＩＯ）－－￣Ｕ２（１ １０）－－￣Ｕ７（１ １ １） １ １０。：Ｕ７（１ １ １）— ２（１ ｌＯ）—＋ ｌ（０１０） ２．２．４ ５脉波同步调制 扇区３，选取复平面上０。、３０。位置作为参考矢量 拟合点。在一个计算周期内，各拟合点非零基本矢量 和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： ０。：Ｕｏ（０００）一 （ＩＯ０）一 （０００） ３０。：Ｕｏ（０００）一ＵＩ（１００）一 ，（１ ｌｏ）一 （１ １ １） 扇区１，选取复平面上６０。、９Ｏ。位置作为参考矢量 拟合点。在一个计算周期内，各拟合点非零基本矢量 和零矢量拟合参考矢量的切换顺序为： ６０。：Ｕ７（１１１）一 ，（１１０）一 （１１１） ９０。：Ｕ （１ １ １）一 （１ ｌｏ）一 （ｏｌｏ）一Ｕｏ（０ｏｏ） ２．２．５ ３脉波同步调制 扇区３，选取复平面上３０。位置作为参考矢量拟合 点。在一个计算周期内，拟合点非零基本矢量和零矢 量拟合参考矢量的切换顺序为： ３０。：Ｕｏ（０００）一ＵＩ（１００）一 （１ １０）一 （１ １ １） 扇区１，选取复平面上９０。位置作为参考矢量拟合 点。在一个计算周期内，拟合点非零基本矢量和零矢 量拟合参考矢量的切换顺序为： ９０。：Ｕ，（１１１）一 （１ｌＯ）一Ｕｊ（１００）一Ｕｏ（ｏｏｏ） 在以上分段同步调制算法中，各拟合点处主、辅 及零矢量作用时间ｔ 、ｔ，、ｔ 的计算参见式（２）；扇区５、 ６的拟合位置及主辅零矢量切换顺序与扇区３类似，扇 区４、２的拟合位置及主辅零矢量切换顺序与扇区１类 似，这里不再一一叙述。 ２．３参考矢量幅值修正算法 由于不同调制模式的开关频率及参考矢量拟合位 置不同，逆变器输出相电压基波幅值不等于参考矢量 幅值。因此，需要对不同调制模式的参考矢量幅值进 行修正。 异步调制时，开关频率与输出基波频率的比值较 大。此种情况下，当ｍ＜Ｏ．９０６ ９时，参考矢量幅值修正系 数ｋｍ＝１；当０．９Ｏ６９≤ｍ≤１时，ｋ ｍ￣１２ 所示 （ ｍ＝Ｏ９０６９ ．时尼 ＝ｌ； 一１时尼 一∞），可以实现ＳＶＰＷＭ过调制直 至方波的过渡。 一／／ ｉ图２ 异步调制时ｋ 与ｍ关系 同步调制时，开关频率与输出基波频率的比值恒 定且较小。此种情况下，参考矢量幅值修正系数ｋ 与 调制系数ｍ的关系如图３所示。 图３ 同步调制时ｋ 与ｍ关系 此外，本文采用的５种同步调制模式的最大调制系 数各有不同，如表１所示。在设计分段同步调制的切换 点时要考虑这一点。 表１ 不同同步调制模式下的最大调制系数 同步调制模式 最大调制系数 １ １脉波 ９、７脉波 ５脉波 ３脉波 机 车 电 传 动 ２．４不同调制模式的平滑过渡 由于ＳＶＰＷＭ控制的交流传动系统是一个动态系 Ｎ 酹聪 士￡ 统，即使交流传动系统稳定工作时，电机定子频率也 可能有很小的波动。若系统刚好稳定工作在两种调 制模式的切换频率附近，就有可能频繁发生两种调 制模式的切换，引起过渡过程的振荡，对系统造成不 良影响。 （ａ）ｆ，＝２ｏ Ｈｚ（异步调制） ■’ — ．．．：… 为了避免发生这种振荡，本文在不同调制模式间 的切换频率处设置±０．０１ Ｈｚ的滞环。 ．： ， ‘．０．、■ ： ¨…‘ ≥ ３半实物仿真结果 本文利用ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２控制板和ｄＳＰＡＣＥ仿真器组 成的半实物仿真系统对多模式ＳＶＰＷＭ算法进行了仿 真研究。ｄＳＰＡＣＥ仿真器中运行主回路模型（即二电平 电压型逆变器供电的异步电机传动系统）；ＤＳＰ控制 板中运行多模式ＳＶＰＷＭ控制算法。其中，逆变器直流 母线电压３ ６００ Ｖ，异步电机额定频率１０５ Ｈｚ，额定电压 ２ ８００ Ｖ。ＳＶＰＷＭ调制模式与定子频率 的关系如图４ Ａ，趟口 ＾，幽 ＾，坦 所示。 咖啡。删咖图４ 调制模式与定子频率的关系 图５中的（ａ）一（ｇ）分别是不同调制模式时的电机线电 压（左图，单位Ｖ）、定子磁链（右图，单位Ｗｂ）波形。图 ６中的（ａ）～（Ｄ分别是不同调制模式间切换时的电机相电 流（单位Ａ）波形。 不难看出，本文提出的多模式ＳＶＰＷＭ算法可以充 分利用直流母线电压，能够保证逆变器在整个调制范 围内具有良好的输出特性，并且可以实现不同调制模 式间的平滑过渡。 ４结论 对于铁路机车车辆的大功率交流传动系统来说， 二电平电压型逆变器具有输出频率范围宽、开关频率 低、直流电压利用率高等特点，这些都是设计ＰＷＭ算 法应该考虑的重要因素。 本文在分析传统ＳＶＰＷＭ调制方法的基础上，提出 了一种适用于大功率二电平逆变器的多模式ＳＶＰＷＭ 算法，并利用ｄＳＰＡＣＥ和ＤＳＰ控制板进行了半实物仿真 研究。仿真结果表明该算法可以充分利用逆变器直流 （ｂ）ｆ，＝３８ Ｈｚ（１ ｌ脉波同步调制） ■㈡＼ ０．００．－．． ｌ０． 之 （ｃ）ｆ，－５ｏ Ｈｚ（９脉波同步调制）之出面 ４ ２ 之 咖。咖 ４ ‘ ：： ：： ２ ／…■ ＼ Ｏ ＞ …．０■童 ２ ４ ：·· ··ｉ－·－ ００１０ ０ Ｏ１５ ００２０ ｔ／ｓ一５－３一ｌ ｌ ３ ５ （ｄ）ｑ＝５８ Ｈｚ（７脉波同步调制） ４ ２ Ｏ ＿２ ４ ０．０Ｏ６ ０００８ ００１０ ０ ０１２ ０．０１４ ０．０１６ ｔ／ｓ—．５－３—．１ １ ３ ５ （ｅ）ｆ，＝８０ Ｈｚ（５脉波同步调制） ４ ｏｏｏ …： ｏ０ｏ ０ ００６ Ｏ ００８ ０．０１０ ０ ０１２ ０．０１４ ｔ／ｓ （ｆ） ＝ｌ００ Ｈｚ（３脉波同步调制） ４ ｏｏＯ ２Ｏ００ ＞ 苗０ ２０００ －４ Ｏｏ０ ０ ０Ｏ６ ０ ００８ ００１０ ０．０１２ ０，０１４ ｔ／ｓ （ｇ）ｆ，－１１０ＨｚＯ￣Ｔ况） 图５ 不同调制模式时的电机线电压波形 侧电压，能够在整个调制范围内使用；可以保证逆变 （下转第２４页） 机 车 电 传 动 ２０１０每 现步进电机的微步进均匀旋转。同时对于具备驱动电 流控制的步进电机，可以通过ＤＳＰ，设置Ｄ／Ａ转换器，实 现对驱动电流的控制，从而改变驱动转矩，使步进电 ［３］王辉堂，颜自勇，陈文芗．基于带ＰＷＭ模块单片机的步进 《、 脚 电机细分驱动技术［Ｊ ｌ国外电子测量技术，２００７（３）：９一Ｉ１． ［４］黄将军，甘 明．两相混合式步进电机ＰＷＭ细分驱动器设 姗０姗咖 计［Ｊ ｌ单片机与嵌人式系统应用，２００７（１ １）：５２—５５． ［５］张小杭．基于ＤＳＰ的两相混合式步进电机细分控翩及转矩 机工作避免机电耦合噪声，运行更加稳定。 参考文献： ［１］董晓辉，李国宁．基于ＣＰＬＤ的步进电机控制［Ｊ ｌ铁路计算 机应用，２００７（４）：１１—１３． 矢量控制［Ｄ］．杭州：浙江工业大学，２００４． ［６］苏奎峰，等．ＴＭＳ３２０Ｆ２８１２原理与开发［Ｍ ｌ北京：电子工 业出版社．２００５． ［７］ＳＴ Ｍｉｃｒｏｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ．Ｔｈｅ ｄａｔａｓｈｅｅｔ ｏｆ Ｌ２９８Ｎ ｄｕａｌ ｆｕｌｌ—ｂｒｉｄｇｅ ｄｒｉｖｅｒ［ＥＢ／ＯＬ】．ｈｔｔｐ：／／ｗｗｗ．ｓｔ．ｃｏｒｎ，２０００． ［２］孟 军，等．二相步进电机细分驱动的设计与实现［Ｊ ｌ电气 应用。２００７（１２）：８４—８７． （上接第２０页） ｌ ００ｏ 《 ５００ １ Ｏｏｏ 媛脚０ ５０ｏ Ａ ＾ ’ ５０ｏ ０ ５００ 《、媛唧 ｖ／ １ ０００ Ｏ９６ ０ ９８ １ ｏｏ ｌ Ｏ２ １ Ｏ４ ｌ Ｏ６ ｌ ０８ ｌ １Ｏ １ １２ ｓ ｌ ０００ １．０３ ｌ Ｏ４ ｌ Ｏ５ １．Ｏ６ １０７ １．Ｏ８ １．０９ １ １０ １ １１ １．１２ １．１３ ｔ／ｓ （ａ）ｆ，＝３５Ｈｚ时， 异步调制一１ｌ脉波同步调制 １ ０００ 《 （ｄ）ｆ－６５ Ｈｚ时，７脉波同步调制一５脉波同步调制 咖 ０ ０ 咖 ５００ 京０ ５００ ＾． ｌ １０ ｌ ｌ２ ｓ 一Ａ■／、 Ｖ’ 、． ． １ Ｏｏｏ ０９８ １ ＯＯ ｌ ０２ ｌ Ｏ４ １ Ｏ６ １．０８ ０ ９４ ０．９５ Ｏ ９６ ０．９７ ０．９８ ０．９９ １．ｏｏ ｌ Ｏｌ ｆ／！； （ｂ）ｆ，－４ｌ Ｈｚ时，１ ｌ脉波同步调制一９脉波同步调制 （ｅ）ｆ＜９１ Ｈｚ时，５脉波同步调制一３脉波同步调制 ～ ～ １ Ｏ４ １０ ６ １０ ８ １ １０ １ ｌ２ ｌ ｌ４ １ １６ １ １８ ｓ ０ ６７ ０ ６８ ０ ６９ ０．７Ｏ ０７ｌ ０．７２ ０．７３ ｔ／ｓ （ｃ）ｆ＝５ １ Ｈｚ时，９脉波同步调制一７脉波同步调制 （ｆ） Ｚ＝１０５｝埘，３脉波同步调制一方波工况 图６ 不同调制模式间切换时的电机相电流波形 器在异步调制、分段同步调制及方波下具有良好的输 出特性，并且可以实现不同调制模式问的平滑过渡。 参考文献： ［１］Ｍ Ｔｒｚｙｎａｄｌｏｗｓｋｉ．Ａｎ ｏｖｅｒｖｉｅｗ ｏｆ ｍｏｄｅｍ ＰＷＭ ｔｅｃｈｎｉｑｕｅｓ ｆｏｒ ｔｈｒｅｅ—ｐｈａｓｅ，ｖｏｌｔａｇｅ—ｃｏｎｔｒｏｌｌｅｄ，ｖｏｌｔａｇｅ ｓｏｕｒｃｅ ｉｎｖｅｒｔｅｒｓ［Ｊ ｌ Ｐｒｏｃｅｅｄｉｎｇ ｏｆ ｔｈｅ ＩＥＥＥ Ｉｎｔｅｒｎａｔｉｏｎａｌ Ｓｙｍｐｏｓｉｕｍ Ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ 【３ ｊ Ｈ Ｗ Ｖａｎ Ｄｅｒ Ｂｒｏｅｃｋ，Ｈ Ｃ Ｓｋｕｄｅｌｎｙ，Ｇ Ｖ Ｓｔａｎｋｅ．Ａｎａｌｙｓｉｓ ａｎｄ ｒｅａｌｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ ａ ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｏｒ ｂａｓｅｄ ｏｎ ｖｏｌｔａｇｅ ｓｐａｃｅ Ｖｅｃ— ｔｏｒｓ［Ｊ］．ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎｓ，１９８８，２４（１）： ｌ４２一ｌ５０． 【４］Ｇ Ｎａｒａｙａｎａｎ，Ｖ Ｔ Ｒａｎｇａｎａｔｈａｎ．Ｅｘｔｅｎｓｉｏｎ ｏｆ ｏｐｅｒａｔｉｏｎ ｏｆ ｓｐａｃｅ ｖｅｃｔｏｒ ＰＷＭ ｓｔｒａｔｅｇｉｅｓ ｗｉｔｈ ｌｏｗ ｓｗｉｔｃｈｉｎｇ ｆｒｅｑｕｅｎｃｉｅｓ ｕｓｉｎｇ ｄｉｆｆｅｒｅｎｔ ｏｖｅｒｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ ａｌｇｏｒｉｔｈｍｓ［Ｊ ｌ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ． ｏｎ Ｐｏｗｅｒ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，２０ｏ２，１７（５ ７８８—７９８． Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ（ＩＳＩＥ’９６），１９９６，１：２５－３９． ［５］马志文，郑琼林，林 飞．具有全调制范围的空间矢量脉宽 调制算法研究［Ｊ ｌ北京交通大学学报，２００７，３ｌ（２）：卜５． １ ２ Ｊ Ｊ Ｈｏｌｔｚ．Ｐｕｌｓｅｗｉｄｔｈ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ—ａ ｓｕｒｖｅｙ【Ｊ １ ＩＥＥＥ Ｔｒａｎｓ．ｏｎ Ｉｎｄｕｓｔｒｉａｌ Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃｓ，１９９２，３９（５ ４１０—４２０． ２４一
